Транзисторный усилительный каскад переменного напряжения

В транзисторном усилительном каскаде переменного напряжения (рис. 2.2) на основе п-р-п-транзистора важно создать разделение по постоянному току между предыдущими и последующими каскадами, сохранив хорошую связь по переменному току. Для этого используют разделительные конден­саторы С1 на входе и С2 на выходе транзистора. Параметры этих конденсаторов зависят от частоты усиливаемых сигналов и входного сопротивления каскада. Электронные компоненты, обеспечива­ющие связь по переменному току (например, конденсаторы или трансфор­маторы), обычно устанавливаются на входе и выходе усилителя.

Рис. 2.2. Транзисторный RС- усилительный каскад переменного напряжения с резисторами в коллекторной и эмиттерной цепях

Входной разделительный конденсатор С1 необходим для того, чтобы предотвратить протекание постоянного тока между входными цепями и базой транзистора, обеспечив при этом свободное прохождение переменного тока. Таким образом, заданный режим покоя (статический режим) транзистора не будет влиять на статические режимы предыдущего и последующего каскадов.

В схеме, приведенной на рис. 2.2, R2 —нагрузочный резистор входного сигнала, так как сопротивление R1>2R2. Для постоянного тока конденсатор С1 обеспечивает разрыв цепи, полностью блокируя его протекание между входными точками и базой транзистора, поэтому этот конденсатор называют разделительным.

Хорошее качество связи по переменному току достигается только в том случае, когда реактивное сопротивление ХСконденсатора (сопротивление переменному току) на рабочей частоте намного меньше сопротивления нагрузочного резистора R2. Тогда на этом конденсаторе падает (и теряется) очень малая часть напряжения входного сигнала. Например, если Uвх=100 мВ, то связь по переменному току можно считать удовлетворительной, когда выходное напряжение Uвых= 95 мВ, т.е. на разделительном конденсаторе падает 5 мВ (5% или 1/20 часть входного напряжения).

Требуемую емкость разделительного конденсатора определяют два фактора.

1. Сопротивление входной нагрузки R = R2+ RБ-К. Считая, что удовлетворительная связь по переменному току достигается, когда ХС= R /20, для R = 1 кОм получаем: ХС= R/20 = 1000/20 = 50 Ом.

Предположим, что рабочая частота входного сигнала f =300 Гц.

Поскольку ХС = l/(2pfC1), то C1=l/(2pfХС) = 1/(2p×300×50) = = 10 мкФ.

Если сопротивление нагрузочного резистора R2 увеличить до 100 кОм, получим: ХС = R/20=100/20= 5 кОм;

C1=l/(2pfХС) = 1/(2p3005×103) » 0,1 мкФ.

Таким образом, если сопротивление нагрузочного резистора увеличить в 100 раз (с 1 до 100 кОм), то емкость разделительно­го конденсатора можно уменьшить в той же пропорции (с 10 до 0,1 мкФ). Вообще, чем больше сопротивление входного нагрузочного резистора, тем меньше требуемая емкость разделительного конденсатора. Однако необходимо учитывать еще и сопротивление база—коллектор RБ-К, которое для разных транзисторов может изменяться от 0,1 до 10 кОм.

2. Рабочая частота. Возьмем в качестве исходных данные из предыдущего примера, т.е. будем считать, что удовлетвори­тельная связь по переменному току достигается при C1= 10 мкФ и R =1 кОм для f = 300 Гц.

Если теперь рабочую частоту увеличить до 300 кГц, то с учетом того, что ХС= R/20 = 1000/20 = 50 Ом получаем

C1=l/(2pfХС) = 1/(2p300×103×50) » 0,01 мкФ.

Таким образом, если рабочую частоту увеличить в 1000 раз (с 300 Гц до 300 кГц), то емкость разделительного конденсатора можно уменьшить в 1000 раз (с 10 до 0,01 мкФ).

В общем случае при заданном сопротивлении нагрузочного резистора для низких рабочих частот необходимо использовать разделительные конденсаторы большой емкости, и наоборот, при высоких частотах — конденсаторы малой емкости.

Когда необходимо пропустить определенный диапазон частот, емкость разделительного конденсатора определяется наименьшей частотой из этого диапазона. Из рассмотренных расчетных примеров видно, что, с одной стороны, конденсатор емкостью 10 мкФ обеспечивает адекватную связь по переменному току при частоте 300 Гц и тем более при частоте 300 кГц. С другой стороны, конденсатор емкостью 0,1 мкФ обеспечивает адекватную связь при частоте 300 кГц, но непригоден для реализации связи по переменному току при частоте 300 Гц.

Все сказанное можно отнести и к выходному разделительному конденсатору С2,передающему колебания усиленного переменного напряжения на следующий каскад. Типичные значения емкостей разделительных конденсаторов С1 и С2 следующие: для звуковых частот — 10…50 мкФ, для радиочастот — 0,01…0,1 мкФ.

Тепловой пробой и его устранение.Как уже отмечалось, неосновные носители образуют так называемый ток утечки обратно смещенного перехода. Ток утечки iоК-Б(часто называемый обратным коллекторным током) протекает через обратно смещенный коллекторный переход транзистора (см. рис. 2.1). Этот ток усиливается точно так же, как входной (базовый) ток с коэффициентом усиления b. При увеличении температуры транзистора ток утечки возрастает. Он усиливается транзистором и увеличивает коллекторный ток, что приводит к дальнейшему повышению температуры транзистора и, следовательно, тока утечки и т.д.

Этот процесс, называемый тепловым пробоем, носит лавинообразный характер и, если его оставить без контроля, может привести к разрушению транзистора. Для защиты от теплового пробоя используют резистор R4 в эмиттерной цепи (рис. 2.2). Падение напряжения на этом резисторе приводит к увеличению потенциала эмиттера и уменьшению разности потенциалов между эмиттером и базой, что обеспечивает резкое уменьшение тока базы и коллектора.

Стабилизация рабочего режима по постоянному току.Кроме теплового пробоя в усилителе с общим эмиттером наличие тока утечки коллекторного перехода вызывает и нестабильность режима работы транзистора по постоянному току (статического режима). Эту нестабильность можно устранить, включив резистор R4 в эмиттерную цепь транзистора, как показано на рис. 2.2. Потенциал эмиттера в этом случае становится равным падению напряжения на резисторе R4, которое создается при протекании эмиттерного тока iэчерез этот резистор. Таким образом, UЭ= IЭR4. Это напряжение с обратным знаком подается на базу через резистор R2 и приводит к уменьшению входного напряжения и ограничению коллекторного тока в транзисторе.

На рис. 2.2 конденсатор развязки С3 шунтирует резистор R4 по переменному току. В отсутствие этого конденсатора на эмиттере транзистора будет постоянный потенциал, обеспечивающий отрица­тельное смещение на базе по постоянному току. Конденсатор С3, не пропускающийпостоянный ток, не оказывает никакого влияния на постоянный потенциал эмиттера. Если емкость этого конденсатора такова, что на рабочей частоте его реактивное сопротивление существенно меньше сопротивления резистора R4, то он будет эффективно осуществлять короткое замыкание сигнала переменного тока на землю. Таким образом, потенциал точки эмиттера по переменному току будет равен нулю. Емкость конденсатора С3, обеспечивающая удовлетворительную развязку, определяется сопротивлением резистора R4 и рабочей частотой сигнала. Расчет можно выполнять по тем же самым формулам, которые использовались для расчета емкости разделительного конденсатора. При этом, чем больше емкость конденсатора С3, тем лучше он будет шунтировать резистор R4.

Обратная связь эмиттера с базой, осуществляемая через резисто­ры R2, R4, возникает за счет падения напряжения на резисторе R4 и является отрицательной, т.е. действует на входной сигнал в противофазе (усиление тока транзистора приводит к увеличению запи­рающего напряжения на его базе). Эта связь обеспечивает необходи­мую стабильность усиления каскада. Дляустранения отрицательной обратной связи по переменному току и одновременного сохранения стабильности обратной связи по постоянному току применяется эмиттерный развязывающий конденсатор С3, типичные значения емкости которого примерно в два раза выше, чем разделительного конденсатора С2.

Схема, приведенная на рис. 2.2, является законченной схемой однокаскадного усилителя с общим эмиттером. Принцип усиления тока в этом каскаде поясняет рис. 2.3.

Рис. 2.3. Графики, поясняющие усиление синусоидального напряжения в транзисторном каскаде

Сигнал синусоидальной формы Uвх(t), поданный на вход усилителя, передается через конденсатор на базу транзистора. В начале положительного полупериода входного сигнала потенциал базы возрастает относительно потенциала эмиттера, напряжение UБ-Эувеличивается, токи эмиттера IЭ, а следовательно, и коллектора IКвозрастают; в результате напряжение на коллекторе UКуменьшается. Это означает, что, с одной стороны, положительному полупериоду входного сигнала соответствует отрицательный полупериод выходного сигнала. С другой стороны, отрицательному полупериоду входного сигнала соответствует положительный полупериод изменения коллекторного напряжения. Таким образом, сигналы на входе и выходе усилителя противофазны. Усиление сигнала происходит в силу того, что очень малый размах напряжения UБ-Эприводит к большому размаху тока транзистора, который, проходя через резистор R3, вызывает большой размах коллекторного напряжения Uвых= IКR3.

Работу усилительного каскада в конкретной схеме необходимо рассматривать с учетом нагрузки. Для этого необходимо определять нагрузочные прямые транзистора в зависимости от выходного сопротивления.

Амплитудно-частотная характеристика усилителя на высоких частотах имеет вид кривой, представленной на рис. 2.4.

Рис. 2.4. Результирующая АЧХ транзисторного усилительного RC - каскада

Верхние граничные значения круговой частоты wв.гри временной частоты fв.грусилителя определяются соответствующей посто­янной времени tв= RэквС0. Причем wв.гр= 1/(2ptв), fв.гр= 1/tв(чем меньше tв, тем больше верхняя граничная частота усилителя). Экс­пе­ри­ментально значения этих частот определяются по величине, соответствующей нормированному уровню К = 0,7 на АЧХ усили­теля.

Для расширения частотной характеристики можно уменьшить нагрузочное сопротивление, но это приведет к уменьшению коэффициента усиления каскада.

Полоса пропускания от частоты нижней границы wн.грдо ча­с­­тоты верхней границы wв.гропре­деляется через постоянные времени tни tв, т.е. wн.гр= 1/(2ptн), wв.гр= 1/(2ptв).

Если ширина полосы пропускания обычного усилителя недостаточна, то используют цепи коррекции и широкополосные импульсные усилители.

Как уже отмечалось ранее, импульсные усилители должны хорошо усиливать импульс без потери формы, т.е. импульс должен равномерно усиливаться как в низкочастотном диапазоне (для сохранения его вершины), так и высокочастотном (для сохранения формы его фронта и среза).

На высоких частотах применяются эмиттерные цепи коррекции в виде генераторов тока на составных транзисторах.

Резонансные усилители

Резонансные усилители необходимы для усиления радиочастотных сигналов.

Резонансными называют усилители, в которых в качестве сопротивления нагрузки транзистора или операционного усилителя используется последовательный или параллельный колебательный LC-контур, настроенный в резонанс с частотой усиливаемых колебаний.

Резонансный усилитель имеет ряд преимуществ по сравнению с RC-усилителем:

- его входная и выходная емкости, а также емкость монтажа компенсируются настройкой контура в резонанс, поэтому сопротивление нагрузки, равное эквивалентному сопротивлению контура, может быть большим и обеспечивать большое усиление;

- на сопротивлении нагрузки нет падения постоянного напряже­ния, поэтому сопротивление нагрузки может быть очень большим;

- усилитель обладает частотной избирательностью, определяемой АЧХ контура нагрузки.

На рис. 2.5 приведена электрическая схема одноконтурного транзисторного резонансного усилителя с автотрансформаторной связью контура с транзистором следующего каскада. Частичное включение транзистора в контур используется с целью уменьшения шунтирующего влияния его выходного сопротивления и сопротивления нагрузки на эквивалентное сопротивление контура, а также для согласования входного и выходного сопротивлений транзистора и нагрузки.

Рис. 2.5. Электрическая схема одноконтурного транзисторного резонансного усилителя

При анализе работы усилителя необходимо:

- определить зависимость выходного напряжения Uвыхот частоты входного сигнала и параметров схемы, откуда затем можно найти коэффициент усиления, амплитудно-частотную, фазочастотную (ФЧХ) характеристики и полосу пропускания усилителя;

- выяснить условия устойчивой работы усилителя при наличии паразитных обратных связей и выбрать оптимальные коэффициенты связи для обеспечения требуемой полосы пропускания.

Для резонансного контура важны следующие величины:

- резонансная частота,

- характеристическое или волновое сопротивление,

- собственная добротность Qк ,

- эквивалентное затухание контура dэкв= 1/Qэкв.

При резонансе коэффициент усиления становится чисто действительным, так как в этом случае Zэкв=Rэквпредставляет собой чисто активное сопротивление.

АЧХ и ФЧХ резонансного усилителя приведены на рис. 2.6. АЧХ имеет колоколообразную форму с максимумом К0 на резонансной частоте w0, а ФЧХ изменяется от p/2 до -p/2.

Рис. 2.6. АЧХ и ФЧХ резонансного усилителя

Полоса пропускания контураопределяется по формуле:

.

Согласно формуле полоса уменьшается при увеличении добротности и уменьшении резонансной частоты контура.

Обратные связи в усилителях

Обратная связь (ОС) в усилителях — это такая связь между его цепями, при которой часть энергии усиленных сигналов выходной цепи передается в входные цепи. Если сигнал ОС приводит к дополнительному усилению в усилителе, ОС называется положительной (ПОС). Если же сигнал ОС приводит к ослаблению усиления входного сигнала, то такую ОС называют отрицательной (ООС).

Положительная ОС приводит к самовозбуждению усилителя и применяется только в генераторах синусоидальных и импульсных напряжений. Отрицательная ОС приводит к ослаблению коэффициента усиления и одновременно улучшению его частотных и динамических характеристик.

Обычно ОС выполняется с помощью пассивных элементов (RC- или LC-цепочек). Обратная связь может быть по напряжению и току. Во втором случае напряжение, пропорциональное току в цепи нагрузки, снимается с вспомогательного резистора связи Rcви подается в цепь ОС.

Обратную связь в усилителях разделяют на внутреннюю, паразитную и внешнюю.

Внутренняя ОС имеется во всех активных электронных приборах и зависит от их физических свойств и устройства.

Паразитная ОС появляется из-за возникновения произвольных (паразитных) емкостных и индуктивных связей между входом и выходом усилителя или его отдельных каскадов.

Внешняя (наведенная)ОС определяется специально введенными цепями для получения заданных характеристик усилителя.

Внутреннюю и паразитную ОС стремятся сделать как можно меньше, так как они приводят к нежелательным изменениям свойств усилителя (например, самовозбуждению). Внешнюю ООС создают для повышения стабильности сигнала (т.е. для исключения самовозбуждения из-за паразитных ОС), расширения полосы пропускания, автоматической регулировки усиления, уменьшения нелинейных искажений сигналов, увеличения входного и уменьшения выходного сопротивлений.

При положительной ОС напряжение ОС находится в одной фазе с напряжением входного сигнала, следовательно, выходное напряжение увеличивается, усилитель самовозбуждается и превращается в генератор.

При отрицательной ОС напряжение ОС находится в противофазе с напряжением входного сигнала. Следовательно, уменьшаются входное и выходное напряжения усилителя. Коэффициент усиления усилителя с ООС падает, но расширяется полоса равномерного усиления.

АЧХ двухкаскадного транзисторного усилителя без ООС и с ООС приведены на рис. 2.7.

Рис. 2.7. АЧХ транзисторного усилителя без ООС (1)и с ООС (2)

На ри­­сунке видно, что у усилителя с ООС коэффициент усиления в области средних частот меньше, чем у усилителя без ООС. Вместе с тем его нижняя граничная частота fнОСсдвинута в область низких частот, а верхняя граничная частота fвОС— в область более высоких частот. Таким образом, полоса пропускания усилителя с ООС существенно расширяется. Так как коэффициенты усиления современных транзисторов довольно велики, получить высокий коэффициент многокаскадного усилителя нетрудно. Используя ООС, получают импульсные и звуковые усилители с требуемой широкополосностью при минимальном количестве катушек индуктивности и конденсаторов.

Коэффициент усиления может изменяться вследствие изменения параметров активных элементов ООС. Комбинируя разные типы ООС, можно получить усилители с различными характеристиками.

Влияние ООСнаустойчивость усилителя

В некоторых случаях усилители обладают склонностью к самовозбуждению. Это происходит из-за того, что на некоторой частоте фаза напряжения ОС меняется на 180°, и отрицательная ОС превращается в положительную. Обычно такое явление происходит на краях полосы пропускания. Для устранения этого явления используют частотно-зависимую ОС с RC-цепями.

Влияние ООС налинейные искажения

Отрицательная ОС уменьшает коэффициент усиления. При больших амплитудах входного сигнала ток в активных элементах усилителя без ООС может дости­гать предельных значений, при которых начинаются нелинейные искажения. В усилителе с ООС сильные сигналы подавляются больше и динамический диапазон входных сигналов расширяется. Такой эффект ООС наиболее часто используется в радиотехниче­ских устрой­ствах, где сигналы могут изменяться по амплитуде на 30…40 дБ. Использование ООС в этих целях называется автоматической регу­лировкой усиления (АРУ).

ООС обеспечивает выравнивание АЧХ в широком спектральном диапазоне, что приводит к улучшению воспроизведения сигналов с широким спектром и уменьшению частотных искажений. В частности, при наличии ООС в видеоусилителях лучше воспроизводятся фронты и срезы импульсов.

Если цепь ООС частотно-зависимая (т.е. имеет LC- или RLC-цепи), то с ее помощью можно вести избирательное усиление определенных частот (например, коррекцию в области высоких или низких частот).

Усилители постоянного тока

В усилителях постоянного тока (или усилителях медленно меняющихся сигналов) коэффициент усиления при уменьшении частоты сигнала до нуля остается таким же, как и на средних частотах, т.е. эти усилители равномерно усиливают его пере­менную и постоянную составляющие.

Усилители постоянного тока (УПТ) обычно используются в контрольно-измерительных приборах, непрерывно измеряющих и регистрирующих медленно меняющиеся значения физических или технических параметров.

Электрическая схема УПТ прямого усиления на трех транзи­сторах приведена на рис. 2.8. Связь между каскадами этого усилителя непосредственная гальваническая через резисторы, сопротивление которых не зависят от частоты сигнала.

Рис. 2.8. Электрическая схема усилителя постоянного тока на трех транзисторах с резистивной связью

Необходимое напряжение смещения на базе первого транзистора VT1 обеспечивается с помощью резистивного мостика Rg1, Rg2 и падения напряжения на RЭ1. Здесь можно отметить первую цепь отрицательной обратной связи на резисторах Rg2 и RЭ1.

Необходимое напряжение смещения на базе второго транзистора VT2 относительно его эмиттера создается подбором сопротивления RЭ2.

В схеме резисторы эмиттерных цепей всех транзисторов подбираются таким образом, чтобы выполнялось условие RЭ1> RЭ2 > RЭ3. В этом случае напряжение на эмиттере каждого последующего каскада будет нарастать, а коэффициент усиления каждого по­следующего каскада будет меньше предыдущего.

Вход первого каскада и выход последнего охвачены отрицательной обратной связью с помощью резистора Rg1, подключенного к коллектору транзистора VT3.

Делитель R1, R2 компенсирует напряжение, поступающее на вход источника сигнала с базы транзистора VT1, сохраняя постоянное смещение напряжения на ней при изменении внутреннего сопротивления источника сигнала.

Делитель R1н, R2нкомпенсирует постоянную составляющую напряжения, поступающего на нагрузку с коллектора транзистора VT3 при отсутствии сигнала на входе усилителя.

АЧХ усилителя постоянного тока равномерна от нулевой частоты до предельной. Искаже­ния сигнала на низких и средних частотах усилителя с прямыми резистивными связями практически отсутствуют. Верхняя частота АЧХ (частота среза), определяемая паразитными емкостями электрических цепей и переходов база—эмиттер, в зависимости от типа транзисторов может достигать 1 МГц.

Недостатком УПТ с резистивными связями является нестабильность усиления, обусловленная колебаниями питающего напряжения, температурной нестабильностью резисторов и параметров транзисторов. Этот недостаток вы­зывает так называемый дрейф нуля, который ограничивает чувствительность приборов, использующих УПТ, и приводит к систематиче­ской приборной ошибке. Для уменьшения дрейфа нуля требуется использовать высокостабильные детали и источники пита­ния, тер­мостатирование, специальные схемы компенсации. В неко­торых случаях для компенсации дрейфа нуля применяют модуляцию входного сигнала синусоидальным сигналом определенной частоты с последующей демодуляцией на выходе усилителя. Однако такие схемы усложняют и повышают стоимость аппаратуры. Более деше­вым и простым способом устранения дрейфа нуля оказалось приме­нение специальных схем, например дифференциальных каскадов.

Электрическая схема дифференциального усилительного каскада УПТ приведена на рис. 2.9.

Рис. 2.9. Электрическая схема дифференциального усилительного каскада УПТ

Схема полностью симметрична. Входное напряжение подается на базы транзисторов в противофазе. При Uвх=0 коллекторные токи и напряжения транзисторов одинаковы, поэтому выходное напряжение равно нулю. Любая нестабильность температуры, напряжения питания, номиналов элементов схемы вызывает одинаковые изменения на коллекторах транзисторов, и выходное напряжение остается без изменения.

При изменении входного напряжения один из транзисторов начинает открываться, а другой закрываться. При этом напряжение на коллекторе, наоборот, у первого — падает, а у второго — нарастает, и на выходе появляется разность напряжений, строго пропорциональная входному сигналу. Это разностное напряжение называют дифференциальным.

Следует отметить, что полной компенсации дрейфа нуля трудно достичь в схемах, выполненных на дискретных элементах, так как параметры однотипных транзисторов и резисторов неодинаковы.

Гораздо лучше компенсация дрейфа нуля обеспечивается в интегральных микросхемах, выполняемых на одном кристалле при строгой подгонке параметров активных элементов. На основе дифференциальных каскадов были созданы микросхемы операционных усилителей, которые и являются УПТ с малым дрейфом нуля и широкой полосой пропускания.