Генератор тактовых импульсов на логических элементах

Для того, чтобы выполнялось заданное в техническом задании условие по нестабильности частоты: (Df/f) £ 10^-5, используем генератор тактовых импульсов (ГТИ) на основе кварцевого резонатора. Такое решение позволяет получить нестабильность частоты (10^-6¸10^-8). Причем, размеры и стоимость кварца зависят от частоты (снижаются с повышением частоты). Проектировать генератор на основную частоту - нерационально. Поэтому будем генерировать частоту (0,5¸1,5)МГц, т. к. ГТИ рационально выполнить на МОП ЛЭ.

В качестве ГТИ будем использовать мультивибратор на логических элементах “И-НЕ” с транзисторным ключом на входе (см. рис. 7.1). Для конкретизации задачи выбираем ЛЭ МОП серии. В этом случае транзисторный ключ выполняется на полевом транзисторе.

Рисунок 7.1 – Принципиальная схема ГТИ

Задаемся коэффициентом деления счетчика (микросхема К561ИЕ10), тогда .

Исходные данные:

– напряжение питания Е_п = 15 В;

– частота генерируемого сигнала F_ГТИ = 512 кГц.

Будем использовать ИМС “3И-НЕ” К561ЛА9. Справочные данные ИМС: Е_п=3¸15 В, I_ВЫХmаx=9мА, I_пот=15мкА.

Исходя из частоты генерируемого сигнала по таблице приложения В выбираем кварцевый резонатор РГ27: обладающий добротностью 45000, внутренней шунтирующей ёмкостью С₀=4 пФ, диапазоном рабочих частот: 0.50 0.75 МГц.

Выбираем полевой транзистор КП307В c параметры:

U_ЗИmax=27 В, U_СИmax=27 В, U_ЗСmax=27 В, U_{отс.спр}=3 В, I_Сmax=25 мА, U_отс= U_{отс.спр} +2 = 5 В.

Для расчета величин емкостей конденсаторов и сопротивлений резисторов задаемся величиной емкости С1=0.25 нФ. Тогда:

Ом.

Выбираем следующие типы элементов:

R1 – МЛТ-0.125-3.3 кОм±5%; R2 – МЛТ-0.125-620 Ом±5%;

С1 – КД-0.25 нФ ± 2%; С1 – КТ-2-20пФ нФ ± 2%.

Уточняем период следования и частоту импульсов:

,

Отклонение расчетной частоты от требуемой составляет 0.2 %, что вполне допустимо для кварцевого ГТИ (допустимо 0.5%). В противном случае для подстройки частоты последовательно с резистором R1 дополнительно включается переменный резистор.

ДЕЛИТЕЛЬ ЧАСТОТЫ

Исходные данные:

- входной сигнал – прямоугольные импульсы с частотой f_ГТИ = К_д∙ f_н = 512 кГц;

- выходной сигнал – прямоугольные импульсы с частотой f_н = 2 кГц.

Коэффициент деления делителя частоты должен быть равен:

Для реализации делителя частоты используем интегральную микросхему (ИМС) К561ИЕ10, представляющую собой двоичный счетчик [15]. Полученная схема делителя частоты представлена на рисунке 8.1.

Рисунок 8.1 – Принципиальная схема делителя частоты

В случае, если второй счётчик ИМС К561ИЕ10 не требуется, то рекомендуется убрать все соединения этого счётчика.

АКТИВНЫЙ ФИЛЬТР

Введение в схему ГСС активного фильтра связано с необходимостью отфильтровывания основной гармоники прямоугольного сигнала f_н

Исходные данные:

- входной сигнал – прямоугольные импульсы с частотой f_н = 2 кГц;

- выходной сигнал – синусоидальный сигнал с частотой f_н = 2 кГц.

В качестве активного фильтра лучше всего применить полосовой биквадратный фильтр (ПФ) 2-го порядка [7] (см. рис.9.1).

Рисунок 9.1 – Принципиальная схема биквадратного ПФ второго порядка.

Резонансная частота фильтра в данном случае совпадает с частотой нагрузкиПФ: f_o = f_н =2 кГц.

Задаемся коэффициентом передачи фильтра на резонансной частоте К=1 и допустимой добротностью фильтра Q = 100. Тогда полоса пропускания ПФ:

Граничные частоты полосы пропускания:

Для реализации ПФ используем операционные усилители типа К140УД6 [5]:

ПФ второго порядка описывается передаточной функцией:

. (9.1)

Параметры биквадратного ПФ второго порядка [7]:

Определяем номинальное значение емкости:

Тип конденсатора: КЛГ - 5.1нФ 5%.

Определяем величины резисторов в схеме ПФ:

Тип резистора МЛТ - 0.125-1.6 МОм 5%.

Тип резистора МЛТ - 0.125-1.6 МОм 5%.

Тип резистора МЛТ - 0.125 - 16 к 5%).

Сопротивления R_f1, R_f, R_b и R_g является нагрузкой для ОУ и, следовательно, их значение не должно быть меньше R_выхОУ, которое для выбранного типа составляет 1 кОм, т.е. это условие удовлетворяется.

Для использования возможности подстройки центральной частоты данного ПФ с помощью R_f1 при сохранении постоянства ширины полосы пропускания применим показанную на рисунке 9.2 схему включения двух сопротивлений (постоянного и подстроечного резистора) вместо R_f1.

Рисунок 9.2 – Цепочка подстройки резонансной частоты ПФ

Значения сопротивлений R_f1' и R_f1” находятся из условия:R_f1' + R_f1” = R_f1.

Используем резисторы типов: R_f1' – МЛТ-0.125-15 кОм±5%; R_f1” – СП3-6-0.25-2 кОм±5%.

Графики АЧХ и ФЧХ полосового фильтра, построенные по выражению 9.1, представлены на рисунках 9.3 и 9.4.

Рисунок 9.3 – АЧХ полосового фильтра

Рисунок 9.4 – ФЧХ полосового фильтра

10. ГЕНЕРАВТОР СИНУСОИДЫ НА ОПЕРАЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ

Исходные данные:

- выходной сигнал – синусоидальный сигнал с частотой f_н = 2 кГц.

Схема генератора синусоиды со стабилизацией амплитуды с помощью полевого транзистора и использованием в цепи положительной ОС моста Вина приведена на рис. 10.1.

Стабилизация частоты выходного напряжения осуществляется с помощью кварцевого кристалла; стабилизация амплитуды осуществляется с помощью схемы автоматической регулировки усиления (АРУ). В целом схема генератора такого типа обеспечивает уровень искажений синусоидального напряжения не хуже 0.2%.

Расчёт генератора ведётся в следующей последовательности.

Рисунок 10.1 – Принципиальная схема генератора синусоиды

1.2.1 Выбор полевого транзистора

Обозначим через R_к сопротивление канала полевого транзистора. Тогда типичная зависимость R_к от напряжения на затворе для ПТ, изготовленного методом двойной диффузии [22], будет следующая:

.

ПТ работает в режиме малого сигнала (U_си около 1.5 В) и представляет собой переменный резистор. U_{зи_с} следует выбирать в середине активной области. Например, для ПТ с n-каналом и управляющим p-n-переходом U_{зи_с} необходимо выбирать между U_зи=0 и U_{зи max}.

1.2.2 Выбор ОУ

Следует выбирать ОУ, который имеет линейную характеристику в заданном диапазоне изменения выходного напряжения, а также он должен обеспечивать требуемый ток в нагрузке.

Наиболее подходящим следует считать ОУ с полевым транзистором на входе, для которого диапазон возможных величин сопротивлений в цепи ОС ограничивается десятками МОм.

1.2.3 Выбор диода VD1

Диод выбирают из условий:

U_обр=U_вых=U_{вых ОУ max}/2 < U_{обр max}; I_пр=I_ст < I_{пр ср max}.

После выбора диода рассчитывается его сопротивление при прямом включении:

1.2.4 Выбор стабилитрона VD2

Стабилитрон выбирают из условия: U_ст £ U_вых-U_прVD1-U_{зи_c}.

1.2.5 Расчёт резисторов и емкостей

Сопротивление канала ПТ при U_зи=0 равно:

.

Для стационарного (установившегося) режима работы генератора сопротивление канала ПТ равно:

.

Сопротивления R1 и R2 равны:

Сопротивление резистора R3 рекомендуется принять равным (50 100) кОм и с учётом этого рассчитать ёмкость С1 по формуле:

1.2.6 Расчёт моста Вина

Принципиальная схема моста Вина с кварцевым резонатором представлена на рисунке 10.2.

Для того, чтобы выполнить условие согласования резонансной частоты кристалла и частоты моста Вина, величину резистора R подбирают равной резонансному сопротивлению кристалла, а значение ёмкости конденсаторов С определяют из выражения RC=1/(2pf_вых).

Рисунок 10.2 – Принципиальная схема моста Вина

Цепь АРУ, подключенная к инвертирующему входу ОУ, компенсирует изменения резонансного сопротивления кристалла с температурой, поддерживая тем самым амплитуду и частоту выходных сигналов постоянной.

Однако при больших изменениях температуры для лучшей стабилизации параметров выходного напряжения генератора в цепь положительной ОС последовательно с кварцевым кристаллом следует включить добавочный резистор небольшого номинала. В этом случае величина R должна быть равна сумме значений добавочного резистора и резонансного сопротивления кристалла.

Расчёт ведётся в следующей последовательности.

Сначала определяют: RC=1/(2pf_н). После этого выбирают кварцевый резонатор [см. приложение B] на заданную частоту. Затем подбирают такое сопротивление R_д, чтобы привести суммарное значение R=R_кр+R_д к ближайшему по ГОСТ. После этого рассчитывают ёмкость С:

, где ω_н=2pf_н.