Параметрические стабилизаторы напряжения переменного тока

Простейшим из них является ферромагнитный стабилизатор, в котором роль РЭ играет дроссель с насыщающимся сердечником. Схема стабилизатора приведена на рис.4.12а.

Рисунок 4.12 – Ферромагнитный стабилизатор

На этом рисунке: L_Л – линейный дроссель, L_Н – нелинейный дроссель. Связь между током и напряжением для них (ВАХ) приведены на рис.4.12б и повторяет кривую намагничивания соответствующего сердечника . Результирующая ВАХ линейного и нелинейного элементов получается путём их сложения по напряжению. При увеличении входного напряжения происходит его ограничение на нелинейном элементе. Избыток гасится на линейном дросселе. Форма напряжения искажается – появляются нечётные гармоники. КПД стабилизатора находится на уровне 0,4…0,6; коэффициент мощности – 0,3…0,5, то есть довольно низкий, поэтому ферромагнитные стабилизаторы практического применения почти не нашли и применяют феррорезонансные стабилизаторы, использующие резонанс токов. Схема такого стабилизатора приведена на рис. 4.13а.

Рисунок 4.13 – Феррорезонансный стабилизатор (а) и вольтамперная характеристика нелинейного контура (б)

При увеличении входного напряжения от нуля, увеличивается ток через линейный конденсатор (С) и через нелинейный дроссель (Lн). В момент их равенства ток, потребляемый контуром (I) равен нулю – точка (А) это точка резонанса. Выше точки А характер входного сопротивления контура становится индуктивным – это рабочий участок характеристики. Угол наклона её меньше, чем у отдельного дросселя насыщения, следовательно, стабильность выходного напряжения будет выше, чем у ферромагнитного стабилизатора. Поскольку напряжение снимается с контура, то его форма близка к гармонической. Феррорезонансные стабилизаторы чувствительны к изменению частоты, так при , но они имеют простую схему, надёжны, КПД достигает 90%, устойчивы к промышленным помехам и перегрузкам по току, обладают высокой механической прочностью. Коэффициент стабилизации по напряжению 15…30. Эти стабилизаторы были очень популярны во второй половине прошлого века и выпускались на выходные мощности до 10квт. На смену феррорезонансным пришли тиристорные стабилизаторы, которые не были помехоустойчивыми и сами являлись источниками помех. В настоящее время вопросы помехоустойчивости РЭА становятся очень актуальными и разработчики вспомнили про добрые, феррорезонансные стабилизаторы, несмотря на их не очень привлекательные массогабаритные характеристики.

Компенсационные стабилизаторы напряжения постоянного

Тока

Высокие коэффициент стабилизации и качество выходного напряжения можно получить только с помощью стабилизатора компенсационного типа. Это устройство с обратной связью. Его структурная схема приведена на рис.4.14.

Рисунок 4.14 – Структурная схема компенсационного стабилизатора

На рисунке обозначено:

РЭ - регулирующий элемент (транзистор);

ИЭ – измерительный элемент;

УЭ – усилительный элемент (усилитель постоянного тока –УПТ).

При изменении входного напряжения или тока нагрузки ИЭ измеряет выходное напряжение, сравнивает его с эталонным и вырабатывает сигнал рассогласования (ошибки), который усиливается УЭ и управляет РЭ так, что бы свести ошибку к нулю. Избыточное входное напряжение гасится на РЭ и рассеивается в виде тепла. Принципиальная схема стабилизатора, соответствующая структурной схеме (рис.4.14) показана на рис.4.15.

Рисунок 4.15 – Принципиальная схема компенсационного стабилизатора напряжения (КСН)

РЭ выполнен на транзисторе VT1, включенным по схеме ОК с нагрузкой R_H ; ИЭ выполнен в виде моста, левое плечо которого составляет эталонный источник – R₄ VD1, а правое плечо – следящий делитель R₂ R₃. В диагональ моста включен участок э – б усилительного транзистора VT2 (УЭ), выполненного по схеме ОЭ с нагрузкой R₁. В состоянии покоя мост сбалансирован, напряжение в диагонали моста равно нулю, транзисторы VT1 и VT2 находятся в активном режиме.

Схема работает следующим образом: если U_ВХ возросло, то это увеличение передаётся на базу VT1, он приоткрывается и возрастает напряжение на нагрузке R_H, возрастает ток следящего делителя и падение напряжения на R₃. Потенциал эмиттера VT₂ фиксирован стабилитроном и повышение потенциала базы приводит к приоткрыванию транзистора VT₂ , напряжение на его коллекторе снижается, значит уменьшается потенциал базы VT ₁, а это вход эмиттерного повторителя, следовательно, уменьшится и напряжение на нагрузке R_H. Аналогично схема работает при изменении тока нагрузки. Например, схема находится в состоянии покоя, мост сбалансирован. Пусть ток нагрузки увеличился, увеличилось падение напряжения на регулирующем элементе VT1, уменьшилось напряжение на нагрузке R_H и на следящем делителе R₂ , R₃. Уменьшился потенциал на базе VT₂, который призакрывается, возрастает потенциал его коллектора т.е. потенциал базы VT ₁, а это вход эмиттерного повторителя, следовательно, увеличится и напряжение на нагрузке R_H. Баланс измерительного моста восстанавливается.

Если КСН представить как систему автоматического регулирования (рис.4.16) с коэффициентами передачи звеньев по напряжению , то их произведение называется петлевым усилением, т.е.

. (4.15)

Рисунок 4.16 – Схема замещения КСН

Для приращений сигналов справедливы следующие рассуждения и выводы. Если цепь ОС разорвать, то изменения выходного напряжения

. (4.16)

Поэтому, для достижения высокой стабильности должен быть возможно меньше. Это является важной предпосылкой для построения стабилизатора. Если замкнуть цепь ОС, то процесс регулирования можно представить следующей системой уравнений:

(4.17)

Знак минус в первом уравнении говорит о том, что обратная связь – отрицательная.

Решим систему относительно :

(4.18)

Выражение (4.18) называется основным уравнением стабилизатора в установившемся режиме. Очевидно, что для малого изменения выходного напряжения петлевое усиление должно быть возможно большим, но ; , поэтому необходимо иметь . Увеличение , его стремление к единице определяется приближением к . Наоборот, чем ниже , тем меньше и, если , то и цепь обратной связи разрывается. Поэтому нельзя выбирать слишком малым или близким к нулю. Для повышения можно зашунтировать конденсатором , или вместо резистора поставить стабилитрон ( так называемый, второй эталон - ), тогда , а и его регулировка невозможна.

Петлевое усиление можно поднять путём замены транзистора VT2 операционным усилителем, а резистора R₁ – токостабилизирующим двухполюсником (см. разд. 4.2.1, рис. 4.8).

Коэффициент сглаживания пульсаций может отличаться от коэффициента стабилизации по напряжению. Если верхнее плечо делителя ( ) зашунтировать конденсатором, тогда К_Д для постоянной составляющей и частоты пульсаций различны, отличаются и петлевые усиления. Кроме того, частота пульсаций может оказаться за полосой пропускания усилителя цепи обратной связи и опять петлевые усиления будут разные.

Очевидно, что в рассмотренной схеме выходное напряжение больше напряжения эталонного источника. Стабилизатор с выходным напряжением меньше эталонного выполняют по схеме рис.4.17.

Рисунок 4.17 – Схема низковольтного КСН

Делитель следит не за выходным напряжением (U_ВЫХ), а за суммой . поэтому

(4.19)

VD1 подключен к дополнительному источнику . Главное, что бы здесь обеспечивался нормальный режим работы VT2.

КСН – схемы с обратными связями и при определённых условиях они могут возбуждаться, т. е становиться генераторами колебаний. В этом значительную роль играют флуктуации входного напряжения (и тока нагрузки) а также инерционные свойства усилительных каскадов. Обычно выход КСН шунтируют конденсатором С_Н, что повышает нагрузочную способность при работе на импульсную нагрузку и повышает устойчивость. Ограничение полосы пропускания усилителя цепи ОС также повышает устойчивость, но и снижает частотный диапазон дестабилизирующих воздействий, отрабатываемых стабилизатором. Включение корректирующих конденсаторов С_Д , С _У , С _Б показано на рис.4.18. Совокупность корректирующих конденсаторов С_Д , С _У , С _Б и С_Н позволяет всегда обеспечить устойчивость одноконтурных стабилизаторов с высокими статическими параметрами. Увеличение ёмкостей конденсаторов приводит к уменьшению полосы пропускания и ухудшению динамики стабилизатора.

Рисунок 4.18 – Включение корректирующих конденсаторов в схеме КСН

Частотные свойства устойчивого стабилизатора наиболее ярко проявляются при изменении тока нагрузки, поскольку выходное сопротивление стабилизатора является функцией частоты, а ток нагрузки, особенно при импульсном характере нагрузки, занимает полосу частот от 0 до . Зависимость модуля выходного сопротивления стабилизатора от частоты приведена на рис. 4.19.

Рисунок 4.19 – Частотная зависимость модуля выходного сопротивления КСН

Зависимость имеет четыре характерные области. Область I определяется частотными свойствами источника питания стабилизатора. Если фильтр выпрямителя обладает резонансными свойствами на частоте f_ф, то на этой частоте возрастает выходное сопротивление выпрямителя, что вызывает неустойчивую работу стабилизатора. Область II ограничивается частотой f₀ (полоса пропускания стабилизатора). Это область нормальной работы. Область III – область частот, в которой проявляются резонансные свойства стабилизатора в целом. Область VI определяется частотными свойствами конденсатора С_Н. В областях частот III и VI стабилизатор не отрабатывает дестабилизирующих воздействий.

Обычно полоса пропускания непрерывных (линейных) стабилизаторов составляет сотни Гц…единицы кГц.

Все, рассмотренные нами схемотехнические решения, нашли применение в интегральных стабилизаторах серии К142 (К142ЕН1, К142ЕН2,…). Некоторые из них позволяют регулировать выходное напряжение и наращивать ток нагрузки, другие имеют фиксированные напряжения и токи.

Стабилизаторы тока

Стабилизаторы тока отличаются от стабилизаторов напряжения тем, что сигнал в цепь обратной связи поступает от датчика тока, включенного в цепь тока нагрузки. В простейшем стабилизаторе тока (токостабилизирующий двухполюсник, рис.4.8) датчиком тока является резистор R_Э, который должен иметь малые уходы в температуре и при старении. Для получения высокой стабильности используют компенсационные схемы стабилизаторов (рис.4.20).

Рисунок 4.20 – Компенсационный стабилизатор тока

Датчиком тока является резистор R₂ и на нём стабилизатор поддерживает неизменным напряжение а, следовательно, ток в нагрузке. Сопротивление датчика тока много меньше сопротивления нагрузки. Обычно, падение напряжения на датчике находится в пределах 50…100 мВ при номинальном токе нагрузки, что достаточно для нормальной работы усилителя цепи обратной связи (операционного усилителя). Датчики тока называют шунтами и выпускают на токи от единиц до сотен ампер.

Импульсные стабилизаторы

Это стабилизаторы, в которых РЭ работает в режиме ключа (включен или выключен, отсечка или насыщение, замкнут или разомкнут) благодаря чему КПД достигает 85…95% – основное их достоинство. Недостатки импульсных стабилизаторов: высокий уровень помех, пульсаций и шумов, что требует постановки дополнительных помехоподавляющих фильтров.

Импульсный стабилизатор состоит из следующих элементов: РЭ (транзисторного ключа VT), индуктивности (накопительного дросселя L), обратного диода (VD), конденсатора фильтра (С) и схемы управления. По способу построения силовой части импульсные стабилизаторы делят на три типа:

а) понижающие – с последовательным включением РЭ, дросселя и нагрузки;

б) повышающие – с параллельным включением РЭ и нагрузки;

в) инвертирующие – с параллельным включением дросселя и нагрузки.

В зависимости от метода стабилизации выходного напряжения (метод управления ключом) стабилизаторы различают:

· ШИМ – широтно- импульсно модулированные

· ЧИМ – частотно- импульсно модулированные

· релейные.

Метод формирования сигнала управления ключом поясняется эпюрами рис.4.21.

Если входное напряжение стабилизатора изменяется в пределах , то при ШИМ период остаётся постоянным, изменяется длительность импульса ( t_И ), следовательно, изменяется и коэффициент заполнения

(4.20)

Рисунок 4.21 – Формирование сигнала управления ключом

Поскольку выходное напряжение равно

, (4.21)

то зависимость есть регулировочная характеристика импульсного регулятора.

При ЧИМ длительность импульса остаётся постоянной, изменяется период (Т), следовательно, изменяется и коэффициент заполнения. Для переменной частоты сложно строить сглаживающие фильтры, поэтому ЧИМ менее распространена по сравнению с ШИМ.

При релейном регулировании наиболее простая схема управления (триггер Шмитта!), но здесь обязательно наличие двух порогов (U_ПОР1 и U_ПОР2) и пульсация на выходе принципиально не может быть равна нулю. Переменными являются и частота и длительность, поэтому релейное регулирование используют для управления электрическими машинами.

На практике наиболее часто применяют ШИМ.

Рассмотрим работу импульсного стабилизатора. На рисунке 4.22 приведена схема понижающего регулятора (стабилизатор с разомкнутой цепью обратной связи) без схемы управления и эпюры, поясняющие его работу.

Рисунок 4.22 – Понижающий импульсный регулятор

В этой схеме выходное напряжение (U₀) всегда меньше входного, поскольку не существует элементов без потерь.

Когда ключ (VT) замкнут дроссель(L) заряжается, ток коллектора нарастает. Когда ключ размыкается, дроссель разряжается в нагрузку через открытый диод (VD). Индуктивность дросселя больше критической, поэтому ток в нём не спадает до нуля. Напряжение на нагрузке также не имеет провалов до нуля и его среднее значение согласно (4.21) равно

(4.22)

Рассмотрим повышающий регулятор. Его схема и эпюры приведены на рис.4.23а,б. Когда ключ (VT) замкнут, идёт заряд дросселя ( L ), входное

Рисунок 4.23 – Повышающий импульсный регулятор

напряжение уравновешивается ЭДС самоиндукции дросселя (е_L). Когда ключ размыкается, е_L меняет знак на противоположный, чтобы поддержать падающий ток дросселя и, суммируясь с U_ВХ, дроссель разряжается на конденсатор С. Напряжение на нагрузке превышает входное. Если суммарные потери в элементах стабилизатора не превышают 10% от мощности в нагрузке, то выходное напряжение (4.23)

Схема потребляет от источника практически постоянный ток и не создаёт обратную помеху в сеть.

Рассмотрим инвертирующий регулятор. Его схема и эпюры приведены на рис.4.24а,б.

Рисунок 4.24 – Инвертирующий импульсный регулятор

Когда ключ (VT) замкнут, идёт заряд дросселя (L), входное напряжение уравновешивается ЭДС самоиндукции дросселя (е_L). Когда ключ размыкается, е_L меняет знак на противоположный (полярность показана на рисунке) и дроссель разряжается на конденсатор С. Если общие потери в элементах не превышают 10% от мощности в нагрузке, то выходное напряжение

(4.24)

Схема управления импульсным регулятором приведена на рис. 4.25 и включает в себя следящий делитель(R₁ R₂), эталонный источник (U_ЭТ), усилитель сигнала рассогласования (DA1), генератор пилообразного напряжения (U_ГПН) и широтно-импульсный модулятор (ШИМ – DA2). Последний формирует дискретный сигнал управления ключом, модулированный по длительности сигналом рассогласования (U_У). Схема управления состоит из таких же функциональных элементов, как и в непрерывном стабилизаторе, но дополнена широтно-импульсным модулятором.

Рисунок 4.25 – Схема управления импульсным регулятором

Для импульсных стабилизаторов справедливо основное уравнение (4.18), в котором коэффициент передачи следящего делителя равен

(4.25)

Коэффициент передачи усилительного элемента (DA1)

(4.26)

Коэффициент передачи регулирующего элемента заменяется произведением коэффициента передачи ШИМ и коэффициента передачи силового ключа (К_И)

, (4.27)

где U_ВХ – входное напряжение стабилизатора,

U_ПМ – размах пилообразного напряжения.

Тогда петлевое усиление (4.15) принимает вид

, (4.28)

где - КПД сглаживающего LCD – фильтра (3.27).

Из (4.28) следует, что при входных напряжениях десятки вольт и размахе пилы в схеме управления единицы вольт петлевое усиление в импульсных стабилизаторах в десятки раз может превышать петлевое усиление непрерывных стабилизаторов. Значит и коэффициент стабилизации по напряжению у них выше.

(4.29)

Схемы управления импульсными стабилизаторами выпускается в виде контроллеров – К142ЕП1, К1114ЕУ1, К1114ЕУ3 и др.

Основная сложность при проектировании импульсных стабилизаторов – обеспечение низких пульсаций на выходе. Напряжение на входе LCD – фильтра имеет вид прямоугольных импульсов (рис.4.26).

Рисунок 4.26 – Напряжение на входе LCD – фильтра

Найдём первую гармонику этой последовательности путём разложения в ряд Фурье.

, (4.30)

где - коэффициент заполнения, k – номер гармоники.

Полагая k = 1, находим

(4.31)

Зная амплитуду первой гармоники и постоянную составляющую, то есть коэффициент пульсаций на входе фильтра, находят требуемый коэффициент сглаживания и далее элементы фильтра.

Примеры задач по стабилизаторам с решениями

Пример 4.6.1

Исходные данные: Для получения стабилизированного напряжения Uн =5 В на нагрузке Rн=1кОм параллельно ей подключен стабилитрон, вольтамперная характеристика которого приведена на рисунке 4.27.

Рисунок 4.27 – Простейший параметрический стабилизатор и ВАХ

стабилитрона

Определите величину балластного резистора Rб и рассеиваемую на нём мощность, если напряжение источника питания U =12В.

Решение. Из характеристики стабилитрона следует, что на линейном участке ток может изменяться в диапазоне I_СТ = 5…40 мА. В середине рабочей области ток стабилитрона I_СТ = 22,5 мА, что соответствует выходному напряжению U_Н = 5 В. Ток нагрузки

Падение напряжения на балластном резисторе:

Тогда его величина

Мощность, выделяемая на балластном резисторе:

Пример 4.6.2

Исходные данные: Параллельный компенсационный стабилизатор напряжения по схеме рисунка 4.28 имеет следующие параметры: U1 = 48±1 В; U_Н = 14 В; I_Н=0,25…1,0 А; R1= 20 Ом; U_ст = 4,5 В.

Рисунок 4.28 – Схема компенсационного стабилизатора

Определите параметры регулирующего элемента для выбора типового транзистора.

Решение. Транзистор (регулирующий элемент VT1) находится под постоянным напряжением, равным . Ток стока должен быть не менее: .Мощность, рассеиваемая на стоке . Из таблицы 4.1 выбираем полевой транзистор КП709А.

Таблица 4.1 – Параметры некоторых полевых транзисторов

Тип прибора	Тип проводимости	Uси , В	Iс макс, А	Рмакс, Вт
2П701Б	n		5…17	17,5
КП705Б	n		5,4
КП709А	n
КП709Б	n
2П802А	СИТ		2,5
2П803А	n		2,6
2П803Б	n
2П804	n

Пример 4.6.3

Исходные данные: Параметры схемы, выполненной на базе интегрального стабилизатора К142ЕН19 (рисунок 4.29) следующие: U1 = 30±1 В; U_Н = 13 В; I_Н=0,1 А; U_опор = 2,5 В.

Рисунок 4.29 – Схема стабилизатора

Определите параметры внешнего (навесного) транзистора к интегральному стабилизатору для получения тока нагрузки I _Н = 2А.

Решение: Для обеспечения тока нагрузки I_Н = 2А необходимо подключить транзистор во внешнюю цепь интегрального стабилизатора напряжения, как показано на рисунке 4.30. Каскадный транзистор находится под постоянным напряжением, равным . Максимальный ток коллектора равен току нагрузки. Сопротивление балластного резистора R₁:

.

Рисунок 4.30 – Схема подключения внешнего транзистора для увеличения тока нагрузки интегрального стабилизатора

Пример 4.6.4

Исходные данные: Параметры компенсационного стабилизатора по схеме рисунка 4.31 следующие: U1 = 10 В; U2 = 20 В; U_Д = 5,6 В; U_ЭТ = 6 В; R₁=R₂=R₃=1 кОм.

Рисунок 4.31 – Схема компенсационного стабилизатора

Определите выходное напряжение, если U_ЭБ=0,6В.

Решение. Выходное напряжение стабилизатора равно:

.

Пример 4.6.5

Исходные данные: Схема параметрического стабилизатора , приведена на рисунке 4.32 и имеет следующие параметры: U_ВХ = 36 В; U₀ = 9 В; R₁ = 510 Ом; R₂ = 300 Ом; R_Н = 360 Ом; r_d1 = r_d2 = 10 Ом; r_d3 = 20 Ом.

Рисунок 4.32 – Схема двухкаскадного параметрического стабилизатора

Определите выходное сопротивление стабилизатора (по модулю).

Решение. Поскольку R₂ >> r _{d3 ,} то выходное сопротивление стабилизатора

.

Пример 4.6.6

Исходные данные: Схема параметрического стабилизатора приведена на рисунке 4.33.

Рисунок 4.33 – Схема параметрического стабилизатора

Определите коэффициент стабилизации по напряжению и КПД схемы.

Решение. Коэффициент стабилизации определяется выражением: , где . Следовательно

КПД стабилизатора: ,

где ,

.

Тогда: .

Пример 4.6.7

Исходные данные: Для схемы мостового стабилизатора напряжения параметры используемых стабилитронов приведены на рисунке 4.34.

Определите напряжение на нагрузке (R_н).

Рисунок 4.34. – Схема параметрического мостового стабилизатора

Решение. Стабилитрон VD1 работает на обратном участке ВАХ (Uобратное), а VD2, VD3 и VD4 – на прямом. Поэтому, напряжение на нагрузке равно

.

Пример 4.6.8

Исходные данные: Для схемы компенсационного стабилизатора рисунка 4.35 имеет место: U_ВХ = 48 В; Uэт = 6 В; R₁ = R₂ = R₃ = 1кОм.

Рисунок 4.35 – Схема компенсационного стабилизатора

Определите выходное напряжение стабилизатора.

Решение. Выходное напряжение зависит от коэффициента передачи следящего делителя R2, R3, который равен . В состоянии покоя напряжение, снимаемое с делителя равно эталонному. Тогда выходное напряжение:

.

Пример 4.6.9

Исходные данные: Параметры компенсационного стабилизатора тока (рис. 4.36) следующие: U_ВХ = 48 В; Uэт = 6 В; R_Ш = 0,5 Ом; R_Н = 3 Ом.

Рисунок 4.36 – Схема компенсационного стабилизатора тока

Определите ток нагрузки стабилизатора.

Решение. В состоянии покоя падение напряжения на шунте должно быть равно эталонному напряжению. Тогда ток нагрузки равен:

.

Пример 4.6.10

Исходные данные: Схема импульсного стабилизатора напряжения приведена на рисунке 4.37.

Рисунок 4.37 – Схема импульсного стабилизатора

Определите выходное напряжение стабилизатора (все элементы идеальные).

Решение. В данной схеме напряжение на выходе зависит от эталонного источника и коэффициента передачи следящего делителя: ,

.

Пример 4.6.11

Исходные данные: Схема импульсного стабилизатора напряжения приведена на рисунке 4.38.

Рисунок 4.38 – Функциональная схема импульсного стабилизатора

Определите коэффициент стабилизации по напряжению.

Решение. Коэффициент стабилизации компенсационного импульсного стабилизатора определяется петлевым усилением:

Пример 4.6.12

Исходные данные: Схема импульсного регулятора приведена на рисунке 4.39. На этой схеме: Е1 = 8 В; Е2 = 24 В; tи / T = 0,8; T = 1мC, транзисторы идеальные.

Рисунок 4.39 – Функциональная схема импульсного регулятора

Определите среднее значение напряжения на нагрузке U₀ .

Решение. При подаче управляющего импульса на транзисторный ключ VT2, происходит запирание ключа VT1 и напряжение источника E₂ через открытый диод VD передается в нагрузку. На интервале паузы (T–t_и ) при открывании ключа VT1 напряжение двух источников (Е₁ + E₂ ) прикладывается к нагрузке. Построим диаграмму напряжения в нагрузке (рисунок 4.40).

Среднее значение напряжения на выходе импульсного регулятора равно

Рисунок 4.40 – Диаграмма напряжения в нагрузке

Преобразователи

5.1 Основные определения

Под инвертированием в преобразовательной технике понимается преобразование электрической энергии постоянного тока в энергию переменного тока, а устройства называются – инверторами (DC/AC).

Инвертор, дополненный выпрямителем и сглаживающим фильтром ( рис.3.1) называется преобразователем постоянного напряжения в постоянное или конвертором (DC/DC). Преобразователь это обобщённое название. Выпрямитель тоже преобразователь – АС/DC. Инверторы классифицируют по многим признакам.

По форме выходного напряжения (они соответственно приведены на рис.5.1) инверторы различают:

· с прямоугольной формой нерегулируемые;

· с прямоугольной формой регулируемые;

· с гармоническим напряжением;

· с квазигармоническим.

По наличию или отсутствию трансформатора инверторы делят:

· с трансформаторным выходом;

· бестрансформаторные.

Последние используются для управления электродвигателями или исполнительными механизмами, где не требуется гальваническая развязка сети и

Рисунок 5.1 – Типовые формы выходного напряжения инверторов

нагрузки или согласования по уровню напряжения. Для целей вторичного электропитания РЭА используются только трансформаторые инверторы.

Все инверторы делят на одно и двухтактные.

В однотактных инверторах за период работы управляемых ключей от сети в нагрузку передается один импульс тока, в двухтактных – два.

Однотактные инверторы (преобразователи) наиболее просты схемотехнически, но магнитопроводы трансформаторов в них работают с постоянным подмагничиванием. Поэтому их используют на мощности десятки ватт. В двухтактных – трансформатор не подмагничивается и обеспечен непрерывный отбор мощности от сети, поэтому магнитные элементы здесь компактнее, чем у однотактных.

И последнее, инверторы бывают с самовозбуждением (автогенераторы) и с независимым возбуждением (усилители мощности).

Рассмотрение работы инвертора удобнее всего начинать с однотактного усилителя мощности.

Однотактные преобразователи

Однотактные преобразователи могут быть выполнены с обратным включением выпрямительного диода и с прямым включением. Рассмотрим однотактный преобразователь (усилитель мощности) с обратным включением выпрямительного диода (рис.5.2).

Рисунок 5.2 – Однотактный преобразователь с обратным включением диода

Положительный импульс управления открывает и насыщает транзисторный ключ VT. Полярность напряжения на вторичной обмотке W₂ такова, что диод VD закрыт и в магнитном поле трансформатора идёт накопление энергии – ток коллектора линейно нарастает. При запирании транзистора ЭДС самоиндукции меняет знак на противоположный, диод открывается и энергия магнитного поля переходит в электрическую – заряжается конденсатор C и питается нагрузка. Учитывая, что индуктивность первичной обмотки больше критической ( L₁>L_кр), она не разряжается до нуля и ток через ключ в момент следующего включения меняется скачком. Напряжение на закрытом транзисторе

(5.1)

Если L₁< L_кр значит, ток разряда индуктивности будет спадать до нуля и начинаться тоже с нуля (на рисунке показано пунктиром). Возникают благоприятные условия для включения транзистора. Кроме того, в нагрузку передается вся энергия запасённая в индуктивности. Наилучшим, с точки зрения энергетики, является критический режим (L₁=L_кр). Но при изменении тока нагрузки режим работы ключа тоже будет меняться.

В преобразователе с обратным включением диода имеет место промежуточное накопление энергии в индуктивности первичной обмотки трансформатора – накопил, затем передал в нагрузку. Передача происходит при закрытом ключе (на обратном такте), отсюда и название схемы.

При прямом включении выпрямительного диода передача энергии от сети в нагрузку происходит при насыщенном транзисторе (на прямом такте). После закрывания VT конденсатор С поддерживает напряжение на Rн, поэтому в данной схеме, на таком же магнитопроводе можно получить вдвое большую мощность, чем в схеме с обратным включением диода. Форма тока коллектора близка к прямоугольной. Но здесь существует одно ”но”.

При насыщенном ключе, энергия источника через трансформатор передаётся в нагрузку и происходит намагничивание сердечника в прямом направлении, как показано на рис.5.3 ( из точки а в точку с).

Рисунок 5.3 – Состояние магнитопровода

После отключения VT на нагрузку разряжается конденсатор, токи через обмотки трансформатора не протекают, поэтому магнитное состояние сердечника не изменяется (точка с). При следующем открывании VT сердечник войдет в состояние насыщения (из точки с в точку d) и трансформатор перестаёт работать как трансформатор. Чтобы этого не произошло, сердечник следует размагничивать (возвращать в точку а) во время разомкнутого состояния ключа. Значит, магнитную энергию сердечника надо либо вернуть в сеть (рекуперация), либо передать в нагрузку. Для этого делают дополнительную размагничивающую обмотку (W_P), как показано на рис.5.4.

Рисунок 5.4 – Однотактный преобразователь с размагничивающей обмоткой и диодом рекуперации

В этой схеме энергия возвращается в сеть. На прямом такте диод рекуперации VD_p закрыт и не влияет на процесс передачи энергии в нагрузку. На обратном такте ЭДС обмотки W_P (полярность показана на рисунке) создает ток, направленный в источник, который и