Спектральное представление непериодических сигналов

Для спектрального представления непериодических (импульсных) сигналов s(t), заданных на конечном интервале (t₁, t₂) (рис. 3.3), непосредственно воспользоваться рядом Фурье нельзя. Для гармонического разложения сигнала мысленно дополняют его такими же импульсными сигналами до периодического с некоторым интервалом Т (рис. 3.3).

Рис. 3.3. Импульсный сигнал s(t) и его периодическое продолжение s_пер(t+kT)

Для того чтобы вне искусственно введенного интервала исходный сигнал был равен нулю, необходимо увеличить период повторения импульсов.

В пределе, при увеличении периода ∞ → Т все импульсы уйдут право и влево в бесконечность и периодическая последовательность вновь станет одиночным импульсом.

Для вычисления спектра удобна симметричная комплексная форма ряда Фурье, но в нем вместо суммы будет интеграл с бесконечными пределами (преобразование Фурье):

. (3.3)

При таком предельном переходе основная частота сигнала Ω = 2π/T стремится к нулю, бесконечно увеличивается число спектральных составляющих, частоты соседних гармоник kΩ и (k + 1)Ω становятся неразличимыми, а спектр будет сплошным.

Функция G(jΩ) называется спектральной плотностью сигнала х(t).

Функции G(jΩ) и s(t) представляют собой две математические модели одного и того же физического процесса: одна из них отражает частотный состав сигнала, а другая описывает изменение сигнала с течением времени.

Спектральная плотность сигнала определяется с использованием прямого преобразования Фурье:

(3.4)

Таким образом, формулы (3.3) и (3.4) называются соответственно обратным и прямым преобразованиями Фурье Они показывают взаимосвязь между сигналом s(t) и его комплексной спектральной плотностью G(jΩ).

Для одиночного прямоугольного импульса с амплитудой А и длительностью t на рис. 3.4 получим спектр S(jΩ) на рис. 3.5:

.

Это выражение с учетом формулы Эйлера можно переписать в виде

. (3.5)

Рис. 3.4. Одиночный прямоугольный Рис. 3.5. Спектр

импульс прямоугольного импульса

Спектр непериодического сигнала сплошной, бесконечный, ширина спектра определяется длительностью сигнала и, приближённо, равна ΔF_э ≈2p/t.

3.3. Основные свойства преобразования Фурье:

Свойствами преобразований Фурье определяется взаимное соответствие трансформации сигналов и их спектров.

1. Линейность. Преобразование Фурье относится к числу линейных интегральных операций, т.е. спектр суммы сигналов равен сумме спектров этих сигналов.

(3.6)

Пример суммирования сигналов и его отображения в суммирования спектров приведен на рис. 3.6:

Рис. 3.6. Сигналы и их спектры. s₀(k) = s₁(k)+s₂(k) S₁(ω)+S₂(ω) = S₀(ω).

2. Свойства четности преобразования определяются косинусными (четными, действительными) и синусными (нечетными, мнимыми) частями разложения и подобием прямого и обратного преобразований.

На рис. 3.7. приведены примеры, поясняющие свойства четности преобразования. Сигнал s₁(k) является четным, s₁(k) = s₁(-k), и имеет только вещественный четный спектр (мнимая часть спектральной функции представлена нулевыми значениями). Сигнал s₂(k)= -s₂(-k) нечетный и имеет мнимый нечетный спектр, а нулевыми значениями представлена его действительная часть. Сигнал s₃(k) образован суммой сигналов s₁(k) и s₂(k). Соответственно, спектральная функция сигнала представлена и действительной четной частью (принадлежащей s₁(k)), и мнимой нечетной частью (принадлежащей s₂(k)). При обратном преобразовании Фурье раздельно действительной и мнимой части спектра S₃(ω), равно как и любых других комплексных спектров, будут раздельно восстановлены четная и нечетная части исходного сигнала.

Заметим, что произвольный исходный сигнал может быть задан в одностороннем варианте (в интервале 0 – Т), но четная и нечетная части этого сигнала занимают интервал от -Т до Т, при этом на левой половине числовой оси (от -Т до 0) эти два сигнала компенсируют друг друга, давая нулевые значения.

Сигнал s(t), спектр S(ω). При этом если:

s(t) – четный, то S(ω) – вещественный, четный;

s(t) – нечетный, то S(ω) – мнимый, нечетный

s(t) – произвольный, то S(ω) – действительная часть – четная,

а мнимая часть – нечетная.

Рис. 3.7. Свойства четности преобразования

3. Изменение аргумента функции (сжатие или расширение сигнала) приводит к обратному изменению аргумента ее Фурье-образа и обратно пропорциональному изменению его модуля. Действительно, если s(t) S(ω), то при изменении длительности сигнала с сохранением его формы (растяжении сигнала по временной оси), т.е. для сигнала с новым аргументом s(x) = s(a∙t) при x = a∙t, получаем:

(3.7')

Выражение (3.7') действительно при а > 0. При а < 0 происходит зеркальный поворот сигнала относительно вертикальной оси, а замена переменной t = x/a вызывает перестановку пределов интегрирования и, соответственно, изменение знака спектра:

s(a∙t) -(1/a)S(ω/a). (3.7'')

Обобщенная формула изменения аргумента:

s(a∙t) -(1/|a|)S(ω/a), a ≠ 0 (3.7)

Если под аргументом функции и ее спектра понимать определенные физические единицы, например, время - частота, то отсюда следует: чем короче по своей длительности сигнал, тем шире по частоте его спектр, и наоборот. Это можно наглядно видеть на рис. 3.6. для сигналов s₁(k) и s₂(k) и их спектров S₁(ω) и S₂(ω).

От изменения аргумента функций следует отличать изменение масштаба представления функций. Изменение масштаба аргументов изменяет только оцифровку числовых осей отображения сигналов и их спектров, но не изменяет самих сигналов и спектров. Так, при масштабе оси времен t = 1 секунда, масштаб оси частот f = 1/t = 1 герц, а при t = 1 мксек f = 1/t = 1 МГц (t = a∙t, f = 1/a∙t, a = 10^-6).

4. Теорема запаздывания. Запаздывание (сдвиг, смещение) сигнала по аргументу функции на интервал t_o приводит к изменению фазочастотной функции спектра (фазового угла всех гармоник) на величину -ωt_o без изменения модуля (амплитудной функции) спектра. Применяя замену переменной t - t_o = x, получаем:

(3.8)

Совершенно очевидно, что амплитуды гармоник сигнала при его сдвиге изменяться не должны. С учетом того, что |exp(-jωt_o)| = 1, это следует и из (3.8):

|S(ω) exp(-jωt_o)| = |S(ω)|.

Фазовый спектр сдвигается на -ωt_o с линейной зависимостью от частоты:

S(ω) exp(-jωt_o) = R(ω) exp[j(j(ω)] exp(-jωt_o) = R(ω) exp[j(j(ω) - ωt_o)]. (3.9)

Рис. 3.8. Изменение спектра сигнала при его сдвиге.

Пример двух одинаковых сигналов, сдвинутых относительно друг друга на t_o = 1, и соответствующих данным сигналам спектров приведен на рис. 3.8.

5. Преобразование производной(дифференцирование сигнала):

(3.10)

Таким образом, дифференцирование сигнала отображается в спектральной области простым умножением спектра сигнала на оператор дифференцирования сигнала в частотной области jω, что эквивалентно дифференцированию каждой гармоники спектра. Умножение на jω приводит к обогащению спектра производной сигнала высокочастотными составляющими (по сравнению с исходным сигналом) и уничтожает составляющие с нулевой частотой.

Рис. 3.9. Спектры сигнала и его производной

Пример сигнала, его производной и соответствующих им спектров приведен на рис. 3.9. По изменению аргумента спектра (для четного исходного сигнала он был нулевым) можно видеть, что для всех гармоник спектра появляется сдвиг фаз на π/2 (90⁰) для положительных частот, и на - π/2 (-90⁰) для отрицательных частот.

В общем случае, для кратных производных:

dⁿ[y(t)]/dtⁿ = (jω)ⁿ Y(ω). (3.11)

6. Преобразование интеграла сигнала в частотной области при известном спектре сигнала может быть получено из следующих простых соображений. Если имеет место s(t) = d[y(t)]/dtjω Y(ω) = S(ω), то должна выполняться и обратная операция: . Отсюда следует:

(3.12)

Рис. 3.10. Сигналы и амплитудные спектры сигналов

Оператор интегрирования в частотной области(1/jω) при ω > 1 ослабляет в амплитудном спектре высокие частоты и при ω < 1 усиливает низкие. Фазовый спектр сигнала смещается на -90⁰ для положительных частот и на 90⁰ для отрицательных. Пример модуля спектра сигнала и его интегральной функции приведены на рис. 3.10.

Формула (3.12) справедлива для сигналов с нулевой постоянной составляющей. При интегрировании сигналов с определенным значением постоянной составляющей С = const в правой части выражения (3.12) появляется дополнительное слагаемое преобразования Фурье постоянной составляющей C, которое представляет собой, как будет показано ниже, дельта-функцию на нулевой частоте с весовым коэффициентом, равным значению С:

y(t) Y(ω) = (1/jω)S(ω) + C·d(ω_o).

7. Преобразование свертки сигналов y(t) = s(t) _* h(t):

.

По теореме запаздывания (3.8):

.

Отсюда:

s(t) _* h(t) S(ω) ∙ H(ω). (3.13)

Пример выполнения свертки в частотной области приведен на рис. 3.11.

Рис. 3.11. Сигналы и амплитудные спектры сигналов

Отметим, что частотное представление H(ω) импульсного отклика h(t) линейной системы (или соответствующей линейной операции) имеет смысл частотной передаточной функции системы и позволяет определить сигнал на выходе системы (в частотной форме представления) при задании произвольного сигнала (в частотной форме) на ее входе. По существу, функция H(ω) представляет собой распределение по частоте коэффициента пропускания частотных составляющих сигнала с входа на выход системы (операции).

Таким образом, свертка функций в координатной форме отображается в частотном представлении произведением Фурье-образов этих функций.

Это положение имеет фундаментальное значение в практике обработки данных.

Любая линейная система обработки данных (информационных сигналов) реализует определенную операцию трансформации сигнала, т.е. выполняет операцию свертки входного сигнала s(t) с оператором системы h(t). С использованием преобразования свертки эта операция может производиться как с динамической, так и с частотной формой представления сигналов. При этом обработка данных, представленных в цифровой форме, производится, как правило, в частотной области, т.к. может быть на несколько порядков выше по производительности, чем во временной области. Она представляет собой последовательность следующих операций.

1) Перевод сигнала в частотную область: s(t) S(ω).

2) Умножение спектра сигнала на передаточную функцию системы:

Y(ω) = H(ω)·S(ω).

Передаточная функция системы определяется аналогичным преобразованием h(τ) H(ω) или задается непосредственно в частотном представлении, что позволяет задавать передаточные функции сколь угодно сложной формы, в том числе с разрывами и скачками, для которых во временной области потребуются операторы h(τ) с бесконечной импульсной характеристикой.

3) Перевод спектра обработанного сигнала во временную область:

Y(ω) y(t).

8. Преобразование произведения сигналов y(t) = s(t)·h(t):

Произведение функций в координатной форме отображается в частотном представлении сверткой Фурье-образов этих функций, с нормировочным множителем (1/2π), учитывающим несимметричность прямого и обратного преобразования Фурье функций s(t) и h(t) при использовании угловых частот.

(3.14)

9. Спектральная плотность(прямое преобразование Фурье)

a) гармонической функции s(t) = cos(ω₀t)

;

б) радиоимпульса (свойство смещения спектра) позволяет рассчитать спектральную плотность сигнала s(t), умноженного на гармоническое колебание s₁(t) = s(t)cos(ω₀t + φ₀).

,

где G_A(jΩ) – спектральная плотность огибающей A(t).

Следовательно возникает расщепление спектра G(jΩ) на две части максимумы которых возникают на частотах (+ω₀) и (–ω₀).

в) δ-функции s(t) = δ(t):

G(jΩ) = 1

Спектры мощности.

Временная функция мощности сигнала в общей форме определяется выражением:

w(t) = s(t) s^*(t) = |s(t)|².

Спектральная плотность мощности, соответственно, равна преобразованию Фурье произведения s(t)·s^*(t), которое отобразится в спектральном представлении сверткой Фурье-образов этих функций:

(3.15)

Но для всех текущих значений частоты f интеграл в правой части этого выражения равен произведению S(f)·S^*(f), так как для всех значений сдвига v ≠ 0 в силу ортогональности гармоник S(f) и S^*(f - v) значения их произведения равны нулю. Отсюда:

W(f) = S(f) _* S^*(f) = |S(f)|². (3.16)

Спектр мощности – вещественная неотрицательная четная функция, которую очень часто называют энергетическим спектром. Спектр мощности, как квадрат модуля спектра сигнала, не содержит фазовой информации о частотных составляющих, а, следовательно, восстановление сигнала по спектру мощности невозможно. Это означает также, что сигналы с различными фазовыми характеристиками могут иметь одинаковые спектры мощности. В частности, сдвиг сигнала не отражается на его спектре мощности.

Для функций мощности взаимодействия сигналов в частотной области соответственно имеем частотные спектры мощности взаимодействия сигналов:

W_xy(f) = X(f) Y*(f),

W_yx(f) = Y(f) X*(f),

W_xy(f) = W*_yx(f).

Функции мощности взаимодействия сигналов комплексные, даже если обе функции x(t) и y(t) вещественны, при этом Re[W_xy(f)] – четная функция, а Im[W_xy(f)] – нечетная. Отсюда полная энергия взаимодействия сигналов при интегрировании функций мощности взаимодействия определяется только реальной частью спектра:

,

и всегда является вещественным числом.

11. Равенство Парсеваля. Полная энергия спектра сигнала:

(3.17)

Так как координатное и частотное представление по существу только разные математические отображения одного и того же сигнала, то равной должна быть и энергия сигнала в двух представлениях, откуда следует равенство Парсеваля:

,

т.е. энергия сигнала равна интегралу модуля его частотного спектра – сумме энергий всех частотных составляющих сигнала. Аналогично для энергии взаимодействия сигналов:

Из равенства Парсеваля следует инвариантность скалярного произведения сигналов и нормы относительно преобразования Фурье:

(x(t),y(t)) = (X(f),Y(f)), ||x(t)||² = ||X(f)||².

Не следует забывать, что при представлении спектров в круговых частотах (по ω) в правой части приведенных равенств должен стоять множитель 1/2π.