Звідси значення зрівняльного струму

(3.5)

Максимальне значення зрівняльного струму спостерігається при куті керування a=p/2. Максимальне значення зрівняльного струму відповідає граничному значенню струму навантаження. Таким чином, спільне погоджене керування групами вентилів ТП виключає зону переривчастого струму.

На рис. 3.3 зображені регулювальна і зовнішні характеристики реверсивного тиристорного перетворювача при спільному керуванні. У комплектних промислових електроприводах через розкидання параметрів елементів схеми керування встановлюють кути керування: a₁ + a₂ ³ 180 ел. град.

Рис. 3.3. Регулювальна і зовнішня характеристики реверсивного ТП

при спільному керування групами вентилів (ΔU_V = 0)

3.1.2. Роздільне керування

Протікання зрівняльних струмів виключено, якщо в будь-який момент часу одна з груп вентилів реверсивного перетворювача закрита, а інша проводить струм навантаження. Для реалізації роздільного керування використовуються різні схемні рішення в функції напруги керування, струму якоря та інш. Але загальний принцип полягає у тому, що імпульси керування подаються на вентилі тієї групи, яка в даний момент часу повинна працювати. На непрацюючій групі імпульси керування відсутні (рис. 3.4).

Рис. 3.4. Функціональна схема керування реверсивним

перетворювачем

СІФУ – система імпульсного фазного управління.

ДПВ – датчик провідності вентилів. Виконує функції контролю провідності вентилів (відсутність струму в ланцюзі навантаження). У залежності від стану логічного пристрою ЛП вмикається та або інша група вентилів.

У режимі безперервного струму залежність напруги на виході U_d від кута керування - лінійна (рис 3.5). У режимі переривчастого струму лінійність регулювальної характеристики порушується. Наявність противо - ЕРС та порівняно невелика індуктивність у навантаженні перетворювачів створюють передумови для появи зони переривчастих струмів при малих навантаженнях на валу двигуна. На рис 3.5 показані зовнішні характеристики перетворювача при роздільному керуванні групами вентилів.

Рис. 3.5. Регулювальна і зовнішня характеристики реверсивного

перетворювача при роздільному керуванні групами вентилів

3.2. Енергетичні характеристики тиристорних перетворювачів

Основними енергетичними показниками тиристорних перетворювачів, як в випрямляючому, так і в інверторному режимах - є коефіцієнт потужності і коефіцієнт корисної дії.

Коефіцієнт корисної дії визначається

, (3.6)

де - втрати в трансформаторі;

- втрати в вентилях;

- втрати в допоміжних пристроях;

- втрати від вищих гармонік.

Коефіцієнт корисної дії сучасних випрямлячів складає: 95 – 99%.

Коефіцієнт потужності визначається

, (3.7)

де Р₁ – активна потужність основної гармоніки;

S – повна потужність, обумовлена з урахуванням усіх гармонік.

У симетричній трифазній мережі живлення

Р₁ = 3×U₁×I₁×cosφ₁ (3.8)

де U₁ – діюча напруга основної гармоніки,

I₁ – діюче значення фазного струму основної гармоніки;

φ₁ - кут зрушення фаз між ними .

Таким чином

. (3.9)

де k_ri, k_ru – коефіцієнти викривлення струму і напруги, відповідно.

Показник cosφ₁, на вході перетворювача залежить, в основному, від кута керування:

. (3.10)

Перетворювачі з фазовим керуванням широко застосовуються завдяки тому, що вони прості, дешеві, надійні і не вимагають схем штучної комутації тиристорів. Однак коефіцієнт потужності перетворювачів при малих напругах на виході, тобто великих кутах керування, низький. При збільшенні кута керування росте зрушення по фазі між прикладеною напругою мережі і струмом, перетворювач споживає велику реактивну потужність, а коефіцієнт потужності зменшується. Для зменшення споживання реактивної потужності застосовують спеціальні схеми вентильних перетворювачів.

Вищі гармоніки струму і напруги в ланцюзі навантаження викликають додаткові втрати, нагрів, зменшення коефіцієнта потужності і ККД. Як видно з виразу (3.9) для збільшення коефіцієнта потужності варто поліпшувати гармонійний склад струму і напруги в ланцюзі навантаження. Це досягається шляхом встановлення електричних фільтрів – пристроїв, призначених для згладжування пульсацій випрямленого струму і напруги до необхідного рівня. Приклад еквівалентної схеми Т- образного L-C фільтра зображений на рис. 3.6.

U₁ U₂

Рис. 3.6. Еквівалентна схема Т- образного L-C фільтра

Якщо фільтр підібраний правильно то боротьба c з вищими гармоніками в ланцюзі навантаження дійсна.

Крім впливу на ланцюг навантаження, робота керованого перетворювача впливає на мережу живлення. Тиристорний перетворювач споживає з мережі несинусоїдальний струм. Якщо потужність ТП порівнянна з потужністю мережи живлення вищі гармоніки струму викликають викривлення напруги мережі. Воно оцінюється коефіцієнтом несинусоїдальності

, (3.11)

де U₁ – напруга основної гармоніки;

n – номер гармоніки (звичайно враховуються гармоніки до n=13).

Для зменшення негативного впливу перетворювачів на мережу живлення виконують:

- підключення потужних ТП до окремих шин;

- застосування схем зі зниженням споживанням реактивної потужності;

- застосування резонансних фільтрів.

ІМПУЛЬСНІ ПЕРЕТВОРЮВАЧІ

4.1. Загальні положення

При передачі енергії з електричної мережі до навантаження відбувається її кількаразове перетворення з одного виду в іншій. Вивчення пристроїв для перетворення енергії спираються на закон збереження енергії.

З погляду принципу збереження енергії будь-який процес перетворення енергії можна представити через баланс енергій. Так підведена енергія к перетворювачу дорівнює сумі енергії на виході, запасеної енергії і втратам енергії в елементах перетворювача. Втрати енергії складаються з електричних втрат у провідниках і магнітопроводі, механічних втрат в обертових частинах електричної машини. Зазначені втрати розсіюються у вигляді тепла і є необоротні. Інша частина енергії накопичується в інерційних елементах системи: у масах, що рухаються, як при лінійному переміщенні, так і обертальному русі; в електромагнітних і електричних пристроях. Кількісно енергія в інерційних елементах може розраховуватися з наступних виразів:

- кінетична енергія при лінійному переміщенні

, (4.1)

де m - маса тіла, що рухається зі швидкістю V;

- кінетична енергія при обертальному русі

, (4.2)

де J - момент інерції обертального тіла, що рухається зі швидкістю w;

- електрична енергія запасена при заряді конденсатора;

, (4.3)

де С - ємність конденсатора;

U - напруга електричного ланцюга;

- електромагнітна енергія, яка витрачається на створення електромагнітного поля

, (4.4)

де L - індуктивність електричного ланцюга;

I - струм електричного ланцюга.

Енергія, яка запасається в інерційних ланках не зникає, а може передаватися в інші ланки системи, або повертатися назад у мережу живлення. Наприклад, кінетична енергія рухомих мас, при відключенні двигуна від джерела енергії, передається робочому органу, підтримуючи тим самим його рух. Це дозволяє здійснити імпульсне керування двигуном. Енергія, яка запасена в індуктивності може перетворюватися в електричну і повертається в мережу живлення, або підтримувати струм навантаження. Таке явище розглядається при аналізі роботи випрямляча на активно - індуктивне навантаження.

Відомо, що рух координати y в ланці з однією інертністю описується диференціальним рівнянням першого порядку:

, (4.5)

де T - постійна часу ланки;

F - рівнодіюча всіх сил;

k - коефіцієнт пропорційності між силою і координатою y;

kF – значення відповідає сталому (статичному) значенню координати y_c.

Рішенням рівняння є експонента:

, (4.6)

де y₀ - початкове значення функції.

Графік залежностей і при імпульсній зміні сили F на вході, представлений на рис. 4.1. Як видно з рисунку, вихідна координата здійснює коливання щодо середнього значення . За час t_p дії сили F координата y збільшується до y_max:

, (4.7)

а за час паузи зменшується до y_min

, (4.8)

де t_p - час, який відповідає ввімкненому стану;

t_п - час паузи.

Рис. 4.1. Діаграма зміни вихідної координати інерційної ланки при

імпульсній зміні сили на вході F

Можна записати, що

, (4.9)

, (4.10)

де T_к - період комутації;

g - скважність (коефіцієнт заповнення імпульсів).

Регулювання вихідної координати здійснюється шляхом зміни співвідношення t_pіt_п, тобто зміни відносного часу додатка сили

. (4.11)

При цьому застосовуються наступні способи регулювання:

а) , - широтно-імпульсне регулювання;

б) , - частотно-імпульсне регулювання;

в) і - комбінований спосіб регулювання.

В електроприводі значне поширення одержали широтно-імпульсні перетворювачі (ШІП). Зокрема вони застосовуються для перетворення постійної напруги в постійну імпульсну. Регулювання напруги досягається за рахунок зміни параметрів вмикання вентилів (а).

Враховуючи, що :

(4.11)

(4.12)

Звідси можна знайти приріст координати y:

(4.13)

Таким чином, для зменшення коливань вихідної координати необхідно збільшити або частоту комутації, або інерційність системи.

4.2. Нереверсивний ШІП

На рис. 4.2. приведена схема нереверсивного ШІП, алгоритм перемикання ключа і діаграми струмів та напруг при активно-індуктивному навантаженні з ЕРС обертання. При аналізі будемо вважати транзистор ідеальним ключем, а внутрішній опір джерела живлення рівним нулю. Для захисту ключа, від перенапруг, які виникають при розмиканні ланцюга живлення, на вході встановлюють фільтр, вихідною ланкою якого є конденсатор С₀. Замикання ключа створює контур для протікання струму (“ ). На рис. 4.2 контур струму показаний суцільною лінією. При вимиканні ключа струм навантаження за рахунок ЕРС самоіндукції зберігає свій колишній напрямок, замикаючись через зворотний діод VD (шлях протікання показаний пунктирною лінією).

Середнє значення напруги на навантаженні можне знайти

, (4.14)

де - скважність (коефіцієнт заповнення імпульсів);

U_d - напруга джерела живлення.

Рис. 4.2. Нереверсивна схема ШІП (а) і діаграми миттєвих

значень напруги і струму (б)

Змінюючи значення коефіцієнта заповнення імпульсів можна одержувати на виході ШІП різні значення середньої напруги U_н. З урахуванням падіння напруги на внутрішньому опорі джерела ( ) середня напруга на навантаженні дорівнює

(4.15)

На підставі (4.11) - (4.13) можна знайти приріст струму

(4.16)

де - електромагнітна постійна ланцюга навантаження.

Амплітуда пульсації струму максимальна при значенні g = 0,5, тобто

(4.17)

Зменшити пульсації можна шляхом зміни відношення T_k/T_я. Для збільшення електромагнітної постійної часу T_я необхідно збільшити сумарну індуктивність кола якоря L_н за рахунок включення в ланцюг додаткового дроселя. Це крім матеріальних витрат зменшує швидкодію системи. В комплектних перетворювачах добиваються зменшення періоду комутації T_k (тобто збільшення частоти комутації). Верхня межа частот обмежується параметрами транзисторів. В сучасних перетворювачах частота комутації може складати 20 кГц і більш, що практично забезпечує відсутність впливу DI в ланцюзі навантаження.

Середнє значення струму навантаження при E_d = 0 не залежить ні від частоти перемикання, ні від постійної часу ланцюга навантаження, а цілком визначається середнім значенням напруги і активним опором.

(4.18)

ЕРС двигуна впливає не тільки на середнє значення струму, але і на його миттєве значення. Зі збільшенням ЕРС зменшується середнє значення струму і, відповідно, запас електромагнітної енергії в індуктивності. При деякому його значенні запасу електромагнітної енергії не вистачає для підтримки струму в навантажені під час вимкнення від джерела живлення, і струм стає переривчастим.

У режимі безперервних струмів середнє значення струму визначається

. (4.19)

У режимі переривчастих струмів

. (4.20)

Звідси можна знайти відносне значення ЕРС

, (4.21)

де t₁ - час зменшення струму до нуля під час паузи: t₁<t_n ,

- струм у режимі КЗ.

Значення струму і ЕРС на границі між неперервним і переривчастим струмами можна визначити з наступних виразів

(4.22)

У режимі переривчастого струму

(4.23)

Максимальне значення граничного струму спостерігається при γ = 0.5.

Залежність представляє собою зовнішню характеристику широтно-імпульсного перетворювача. На рис. 4.3 показані сімейство зовнішніх характеристик для режимів переривчастого і безперервного струмів. Зовнішні характеристики в зоні переривчастого струму нелінійні і проходять через одну точку: при I_Н = 0, . В зоні безперервного струму характеристики лінійні. Як і в керованих випрямлячах їх нахил визначається внутрішнім опором перетворювача R_П.

Рис 4.3. Зовнішні характеристики нереверсивного ШІП

У розглянутій на рис.4.2 схемі енергія передається тільки з джерела живлення в навантаження. Зворотний потік енергії можливий при виконанні умови: E > U_d. Струм буде протікати у контурі (M – VD – C – R_Н – М). Вся передана в джерело живлення енергія йде на заряд конденсатора. З огляду на те, що припустиме збільшення напруги на конденсаторі незначно, кількість енергії, яка передається в ланцюг заряду конденсатора також мала.

Гальмовий режим двигуна можливий тільки при створенні додаткового контуру протікання струму двигуна під дією ЕРС. На рис. 4.4,а приведена двохключова схема ШІП, де такий контур створюється через транзистор VT2 і діод VD1. Розглянемо роботу схеми для декількох співвідношень між E та U_d.

Якщо значення γU_d > E і середнє значення струму I_Н > 0, то на інтервалі 0 – t₁ з вмиканням транзистора VT1 створюється контур для протікання струму: (“+Ud” – VT1 – M – L_H – “-Ud”). При вимкненні транзистора VT1 вмикається транзистор VT2. Однак напрямок струму зберігається колишнім за рахунок ЕРС самоіндукції. Запасена енергія передається в ланцюг навантаження. На інтервалах 0 – t₁ і t₁ – t₂ двигун працює в руховому режимі. Миттєве значення струму показане на рис. 4.4,в.

Розглянемо роботу схеми при γU_d = E і I_Н = 0.У даному випадку струм протікає через кожен ввімкнутий транзистор.

а

Рис. 4.4. Двохключова схема ШІП та миттєві значення напруги і струму

Відповідно до першого закону комутації, при зміні полярності прикладеної напруги струм миттєво не може поміняти напрямок. Тому при вмиканні транзистора VT1 струм зберігає колишній напрямок і під дією ЕРС самоіндукції протікає по контуру: (M – VD1 – C₀ – Ld – M). На рис. 4.4,г такий режим відповідає інтервалу 0 – t₁. На інтервалі t₁ – t₂ струм під дією напруги джерела живлення протікає по контуру (“+Ud” – VT1 – M – Ld – “-Ud”). На інтервалі t₂ – t₃ при вмиканні транзистора VT2 струм замикається через VD2. У точці t₃ струм змінює напрямок і буде протікати під дією ЕРС двигуна E_d. Двигун буде працювати в режимі динамічного гальмування.

При подальшому збільшенні швидкості двигуна і, відповідно, ЕРС до значення E_d > γU_d, середнє значення струму стає менше нуля I_Н < 0. Двигун працює увесь час в гальмовому режимі. На інтервалі 0 – t₁ (рис. 4.4,д) струм під дією ЕРС самоіндукції протікає через діод VD1 і конденсатор C₀, а на інтервалі t₁ – t₂ під дією ЕРС обертання через вентиль VT2. У двохключової схемі ШІП двигун працює в двох квадрантах. Зовнішня характеристика лінійна, а крива струму навантаження - безперервна.

4.3. Реверсивний широтно - імпульсний перетворювач

Реверсивні імпульсні перетворювачі виконані, як правило, в двохключовому (рис.4.4,а) або у чотирьохключовому виконанні (рис.4.5). За принципом керування вони розділяються на дві основні групи: перетворювачі зі спільним керуванням ключів різних напрямків та перетворювачі з роздільним керуванням. При спільному керуванні на якорі двигуна можуть відтворюватися різнополярні імпульси (симетричний алгоритм керування) або однополярні відповідного знака, з замиканням накоротко якоря двигуна на інтервалі паузи (несиметричний алгоритм керування).

Роздільне керування ключами характеризується тим, що при однополярних імпульсах якір двигуна на інтервалі паузи шунтується вентилем з односторонньою провідністю. З цієї причини струм якоря, досягши нульового значення, переривається до приходу наступного імпульсу. Тобто в паузі може існувати відрізок часу коли струм в ланцюзі навантаження відсутній.

Рис.4.5. Схема реверсивного ШІП

Розглянемо роботу широтно - імпульсного перетворювача при спільному симетричному керуванні ключами, коли ключі працюють попарно. Припустимо на першому інтервалі комутації t = 0…γT_k замкнуто ключі VT1,VT2. Це створює контур для струму (“ ” ). Якщо до початку комутації початкове значення струму було I_Н >0, то при замиканні тиристорів струм буде збільшуватися до максимального значення. У момент часу t = γT_k ключі VT1 і VT2 розмикаються, а VT3 і VT4 замикаються. До двигуна прикладається напруга зворотної полярності. Однак під дією ЕРС самоіндукції струм зберігає свій колишній напрямок, протікаючи по контуру ( ). По закінченні періоду t = T_k знову будуть замкнуті ключі VT1 і VT2 і процеси повторяться.

Діаграми миттєвих значень напруги і струмів показані на рис. 4.6,б,в. Зі зменшенням навантаження на валу двигуна сила струму в ланцюзі зменшується. При деякому значенні її під час замикання тиристорів VT3 і VT4 струм поміняє свій напрямок. Тоді в момент замикання VT1 і VT2 струм спочатку буде протікати у контурі (M-VD1-C-VD2-M), поки не досягне значення i = 0. Потім всі процеси повторюються.

При переведенні двигуна в генераторний режим струм буде протікати в негативному напрямку під дією ЕРС двигуна через тиристори VT3 і VT4, а при замиканні VT1 і VT2 через діоди VD1 і VD2. Енергія, яка повертається в джерело живлення, витрачається на заряд конденсатора C_o. З огляду на те, що підвищення напруги на конденсаторі не може бути більше 10%, цей режим не повинний бути тривалим.

Середнє значення напруги на навантаженні визначається

. (4.24)

Таким чином, вихідна напруга дорівнює нулю при γ = 0.5. При роботі реверсивного ШІП на противо -ЕРС у ньому немає режиму переривчастих струмів, однак спостерігається підвищений коефіцієнт пульсацій струму.

Алгоритм роботи ключів і діаграми напруги та струму при несиметричному керуванні, показані на рис. 4.7.

При несиметричному керуванні вентилі однієї стійки моста VT1 і VT4 керуються в противофазі. Тиристор VT2 увесь час відкритий, а VT3 – замкнутий. На навантаженні формується напруга, яка має форму знакопостійних імпульсів. Якщо характер навантаження активно- індуктивний, то на інтервалі 0 £ t £ t₁ струм споживається від джерела живлення і протікає через вентилі VT1, VT2 та навантаження (рис. 4.7). Коли вентиль VT1 закривається (момент часу t₁) струм навантаження i_н протікає через відкритий вентиль VT2, навантаження та зворотно включений діод VD4 (t₁ £ t £ T_к).

Рис.4.6. Діаграми миттєвих значень струмів і напруг при

симетричному алгоритмі керування ключами ШІП

Рис. 4.7 Діаграми миттєвих значень струмів і напруг

при несиметричному алгоритмі керування ключами ШІП

Зовнішні характеристики ШІП при симетричному керуванні ключами показані на рис. 4.8. При роздільному керуванні ключами фізичні процеси і зовнішні характеристики аналогічні характеристикам у нереверсивних схемах.

Рис. 4.8. Зовнішні характеристики ШІП при симетричному керуванні ключами