Полупроводниковые переключающие реле

Исходные данные

Полупроводниковые переключающие реле выполнены на основе двухкаскадного усилителя. Расчет реле на транзисторах провести в двух вариантах: с коллекторной обратной связью (рис. 6.1, а) и эмиттерной обрат-ной связью (рис. 6.1, б), расчет реле на оптронах выполнить с эмиттерной об-ратной связью. Исходные данные приведены в табл. 6.1.

Полупроводниковые переключающие реле так же выполнить на основе интегральных микросхем. Расчет реле на операционных усилителях провести на основе исходных данных в табл. 6.2. Величина сопротивления нагрузки R_н= 3 кОм, напряжение на выходе операционного усилителя U_вых= 10 В.

Таблица 6.1

Примечание: – дифференциальное входное сопротивление транзистора, Ом.

Таблица 6.2

Содержание работы

6.2.1. Объяснить принцип работы полупроводниковых переключающих реле [1, 2, 3].

6.2.2. Рассчитать параметры выходного каскада, выполненного на транзисторе.

6.2.3.Рассчитать параметры межкаскадной связи и входного каскада.

6.2.4. Построить характеристику вход-выход I_н= f(i_Б1) двухкаскадного усилителя.

6.2.5. Построить характеристику вход-выход I_н= f(i_c) реле с “сильной” и “слабой” коллекторной обратной связью.

6.2.6. Построить характеристику вход-выход I_н= f(i_c) реле с “сильной” и “слабой” эмиттерной обратной связью.

6.2.7. Рассчитать параметры выполненного на оптроне входного каскада, межкаскадной и эмиттерной положительной обратной связей. За исходные данные можно принять рассчитанные параметры выходного каскада. Начертить схему оптронного реле с эмиттерной обратной связью.

6.2.8. Рассчитать параметры полупроводникового реле на операционном усилителе и построить его характеристики в релейном режиме без смещения и со смещением.

6.3. Указания к выполнению задания

6.3.1. Расчет параметров выходного каскада

6.3.1.1. Выбирают напряжение питания Е_к. Для реле с коллекторной обратной связью (рис. 6.1, а):

E_k = U_н + U_{кэ s2}, (6.1)

где U_{кэ s2} – падение напряжения на насыщенном VT₂.

Для реле с эмиттерной обратной связью (рис. 6.1, б):

(6.2)

где k_s – коэффициент насыщения VT₂; β₂ – коэффициент усиления VT₂; R_оэ – активное сопротивление обратной связи.

Для схем (рис. 6.1) ориентировочно определяется величина E_k=U_н, которая после выбора транзисторов может быть уточнена.

6.3.1.2. Выбирают выходной транзистор VT₂ по наибольшим возможным величинам тока коллектора при насыщении транзистора:

. (6.3)

Эта формула верна и для схемы реле с эмиттерной обратной связью, так как

Рис. 6.1. Схема реле: а) с коллекторной обратной связью; б) с эмиттерной обратной связью

< . (6.4)

При отсечке напряжения на коллекторе U_ko ≈ E_k. При выборе тран-зистора предусматривается запас по напряжению в 1,5–2 раза, т.е. U_к.доп ≈ (1,5–2)U_ko, где U_{k доп} – допустимое обратное напряжение на коллекторе.

При выборе VT₂ определяют с учетом разброса параметров и изменения рабочей температуры транзистора минимально возможное

значение коэффициента усиления β₂ при I_н и максимальное значение тока отсечки I_ko2.

Рассчитывают ток базы насыщения выходного транзистора:

I_{Б S2} = . (6.5)

6.3.1.3. Выбирают напряжение базового смещения E_Б 2B.

Если E_Б < E_k, то рекомендуется выбирать E_Б= 6В.

6.3.2. Производят расчет сопротивлений межкаскадной связи.

6.3.2.1. Межкаскадная связь должна обеспечивать режимы насыщения и отсечки выходного транзистора VT₂. Расчетная схема межкаскадной связи с двумя источниками питания изображена на рис. 6.2.

В режиме отсечки входного транзистора VT₁ и насыщения выходного транзистора VT₂ (состояние ОН) ток базы выходного транзистора будет минимальным и согласно рис. 6.2:

, (6.6)

где I₁ = E_k/R_k1 – максимальный ток коллектора входного транзистора VT₁;

I₂ = E_б/R₂ – запирающий ток смещения выходного транзистора VT₂;

Рис. 6.2. Схема межкаскадной связи

γ = R_k1/(R_k1 + R₃) – коэффициент передачи цепи межкаскадной связи.

При этом в состоянии ОН необходимо обеспечить некоторый избыточный ток базы выходного транзистора VT₂, который определяется коэффициентом насыщения:

. (6.7)

Увеличение k_s до определенного предела приводит к снижению величины рассеиваемой мощности транзистором и уменьшению усиления каскада, поэтому на практике принимают небольшое значение коэффициента насыщения: k_s=1.5–2 [1, 2].

При заданном коэффициенте насыщения получается следующее условие работы выходного транзистора VT₂ (в режиме ОН):

. (6.8)

В режиме отсечки выходного транзистора при насыщенном входном (состояние НО) выполняется следующее условие работы выходного транзистора VT₂:

, (6.9)

где U_ОК – напряжение отсечки выходного транзистора (напряжение на эмиттерном переходе, при котором транзистор закрывается);

U_s1 – напряжение насыщения входного транзистора.

Подставив (6. 9) граничное значение тока смещения I₂ в (6. 8), получим:

, (6.10)

. (6.11)

Минимальные значения тока I₁ и мощности P₁, теряемые в сопротивлении R_k1, получим при оптимальной величине γ:

. (6.12)

При оптимальной величине коэффициента γ выражение (6.10) примет вид:

. (6.13)

Максимальная величина напряжения U_кэ имеет место в состоянии ОН и определяется уравнением:

. (6.14)

6.3.2.2. Расчет цепи межкаскадной связи по приведенным ниже формулам проводят приближенно с последующим уточнением:

– Задаются оптимальным значением γ_опт. Оптимальное значение γ_опт изменяется в сравнительно небольших пределах (0,7–0,9), поэтому обычно принимают γ_опт = 0,8;

– По формулам (6.13) и (6.14) находят приближенные значения максимального коллекторного тока I₁ и максимального коллекторного напряжения U_эк1max входного транзистора. По этим величинам выбирают входной транзистор VT₁.

По переходной эмиттерной характеристике U_Э = f(I_k) транзистора VT₁ для тока I₁ = I_k1 определяют величину U_S1 = U_Э1, так как на границе насыще-ния U_k = 0 и U_КЭ = U_ЭБ = U_s. Если в справочнике нет графика зависимости U_Э = f(I_k), то в нем приводится максимальное значение напряжения насыщения “коллектор-эмиттер”. Для большинства транзисторов

U_Э » 0.3–0.5 В;

– Напряжение отсечки выходного транзистора U_о2 определяют по переходной характеристике выходного транзистора VT₂ для тока I_ko2. На границе отсечки I_э = 0, а ток коллектора I_k = -I_Б = I_ko. Поэтому в справочнике часто приводят зависимость I_Б = f(U_БЭ), а не I_k = f(U_ЭБ). Для большинства транзисторов U_Б2 » 0,1–0,3 В. По (6.11) и (6.12) находят более точные значения коэффициентов δ и γ;

– Уточняют величину тока:

. (6.15)

Эмиттерное напряжение U_S1 в сравнительно слабой степени зависит от величины тока I₁, поэтому последующее уточнение, как правило, не требуется.

– Если в справочнике отсутствуют данные для уточнения коэффициентов δ и γ_опт, то допускается принять граничное значение γ_опт = 0,7 без дальнейших уточнений. Однако следует иметь в виду, что это может привести к повышению потерь в межкаскадной связи и уменьшению КПД усилителя;

Из формулы (6.6) находят сопротивления:

, (6.16)

. (6.17)

По (6.9) определяют граничное значение тока I₂ и из (6.6) находят сопротивление:

. (6.18)

6.3.2.3. Расчетные параметры межкаскадной связи обеспечивают в состоянии ОН избыточный ток базы выходного транзистора (6.7), а в состоянии НО – смещение эмиттерного перехода выходного транзистора в обратном направлении на величину:

. (6.19)

6.3.3. Характеристика вход-выход I_н = f(i_Б1) двухкаскадного усилителя

Если каскадная связь обеспечивает выполнение условий (6.7) и (6.19), то полный переход выходного транзистора из состояния Н в состояние О и наоборот будет осуществляться при работе входного транзистора в активном состоянии (рис. 6.3).

При токе управления i_y = i_yos на границе отсечки входного транзистора (рис. 6.3) коллекторный ток VT₁ имеет минимальное значение, а ток базы – максимальное по абсолютной величине отрицательное значение:

. (6.20)

При этом величины тока нагрузки и тока базы выходного транзистора максимальны и равны:

, (6.21)

. (6.22)

На границе насыщения выходного транзистора (i_y = i_ys) переменные равны:

, (6.23)

, (6.24)

, (6.25)

где β₁ – определен при токе I_k1s из функции β₁= f(i_k1).

На границе отсечки (i_y = i_y0) выходного транзистора:

, (6.26)

, (6.27)

(6.28)

, (6.29)

где β₁ – определен при токе I_к10 из функции каскадного усилителя .

При насыщении входного транзистора (i_y = i_yso)

; (6.30)

, (6.31)

где β₁ – определен при токе I_k1М из функции β₁ = f(i_k1).

Величины входных напряжений U_y (т.е. U_э1), соответствующие полной раскачке усилителя, можно определить [1] по входной характеристике транзистора U_ys = U_Э(I_k1s), U_y0 = U_Э(I_k10) для токов базы I_ys и I_yo или по I_Б = f(U_БЭ).

Напряжение и ток переключения равны:

U_УП = U_УО – U_УS = r_yI_yn , (6.32)

I_УП = (I_БS2 + I_КО2)/(γβ₁) ≈ I_H/(γβ₁β₂), (6.33)

где r_y = – дифференциальное входное сопротивление транзистора VT₁.

6.3.4. Характеристика реле “вход – выход”(i_н = f(i_c))

6.3.4.1. Реле с коллекторной обратной связью (рис. 6.1, а)

Зависимости i_н и i_k1 от тока сигнала управления i_c будут иметь вид, показанный на рис. 6.4.

Условие возникновения релейного режима работы в усилителе с положительной обратной связью определяется неравенством

, (6.34)

где k₀ – коэффициент обратной связи. Выполнение неравенства (6.34.), т.е. возникновение лавинного процесса, может иметь место лишь при условии, что оба транзистора находятся в активном состоянии АА.

Во всех режимах работы усилителя выполняется равенство

, (6.35)

где i₀ – ток обратной связи.

Когда VT₂ находится в состоянии насыщения (i₀ 0):

; (6.36)

, (6.37)

где I_со – ток отпускания реле (процесс “запирания” VT₂).

Когда VT₂ находится в режиме отсечки (i_k2 = I_ko2):

(6.38)

; (6.39)

, (6.40)

где – ток срабатывания реле.

Величины ЭДС сигналов срабатывания и отпускания (рис. 6.1, а) определя-ются следующими выражениями:

E_cc = I_ccR – U_yo=(I₀ – I_yo)R_c – U_yo; (6.41)

E_cо = I_cоR_c – U_ys = – I_ysR_c – U_ys, (6.42)

где R_c – внутренее сопротивление источника ЭДС сигнала управления;

U_yo и U_ys – напряжения эмиттер-база VT₁, соответствующие токам I_yo и I_ys.

Величина сигнала переключения реле связана с параметрами схемы следующими соотношениями:

IC0 ICC

а) б) в)

Рис. 6.4. Характеристики реле: а) без обратной связи (R_0k = ); б) при “слабой” обратной коллекторной связи; в) при “сильной” обратной связи

(6.43)

. (6.44)

Условие существования релейного режима работы может быть записано в виде E_сп > 0 или в виде:

(6.45)

Чтобы выполнялось неравенство, величина сопротивления обратной связи должна быть меньше

критической и R_c 0:

. (6.46)

Если управление реле осуществляется от источника тока R_c >> r_y, то (6.46) примет вид:

. (6.47)

6.3.4.2. Реле с эмиттерной обратной связью (рис. 6.1. б).

Рис. 6.5. Характеристики реле с эмиттерной обратной связью

Напряжение обратной связи U_o, снимаемое с сопротивления обратной связи R_oэ, поступает на вход усилителя последовательно с напряжением источника сигнала управления l_c (рис. 6.1, б). Положительное приращение входного напряжения усилителя U_y вызывает обратное по знаку приращение тока нагрузки и соответственно отрицательное приращение обратной связи. Это отрицательное приращение U_o в цепи обратной связи вызывает положительное приращение напряжения U_y. Таким образом, знак обратной связи – положительный.

Характеристики реле с эмиттерной обратной связью i_н = f(l_c) и i_к1 = f(l_c) изображены на рис. 6.5.

Для входной цепи реле во всех режимах работы справедливо уравнение:

l , (6.48)

где .

При нулевом значении сигнала управления (i_y = 0) входной транзистор нахо-дится в режиме отсечки (рис. 6.5), выходной – в режиме насыщения (состояние ОН).

Режим отсечки VT₁ обеспечивается за счет напряжения U_ОЭ, величина которого при этом максимальная.С увеличением l_С запирающее напряжение на эмиттерном переходе VT₁ U_У= – (U_ОЭ – l_С) уменьшается по абсолютной величине. При l_С U_ОЭ VT₁ выходит из режима отсечки (точка 1 на рис. 6.5), когда i_У = I_УS (точка 2 на рис. 6.5) выходит из режима насыщения VT₂. В активном состоянии оказываются оба транзистора, начинает выполняться условие k_o > 1 и в схеме развивается лавинный процесс “запирания” VT₂. Процесс отпускания реле начинается сразу же, как только VT₂ выходит из состояния насыщения. Следовательно, все переменные к моменту отпускания будут соответствовать границе насыщения VT₂:

; ; ,

. (6.49)

Если R_оэ << R_н, то , (6.50)

. (6.51)

Если R_оэ << R_c, то

. (6.52)

При уменьшении e_c вначале транзистор VT₁ выходит из режима насыщения (точка 3 на рис. 6.5), за тем, когда i_y=I_yo (точка 4 на рис 6.5), выходит из режима отсечки VT₂ и срабатывает реле:

; ; ; ;

. (6.53)

Если R_оэ<<R_c, то

. (6.54)

Увеличение ЭДС e_c в отрицательном направлении не изменяет состояние схемы и приводит лишь к увеличению запирающего напряжения на эмиттерном переходе VT₁.

Определим величину ЭДС сигнала переключения реле:

. (6.55)

Условие существования релейного режима может быть записано в виде E_cп > 0 или:

. (6.56)

Величина R_оэ при всех изменениях параметров схемы должна удовлетворять неравенству:

. (6.57)

Релейный режим работы осуществить невозможно (6.57) при использовании для управления источника тока R_c = . Характерной особен-ностью реле с эмиттерной связью является скачкообразное изменение входного сопротивления схемы при срабатывании и отпускании.

Расчет оптронного реле

Оптрон (оптопара) состоит из светоизлучающего диода и фотоприем-ника (резисторного, диодного, транзисторного или тиристорного) [7, 8]. Оптроны обеспечивают надежную электрическую развязку цепей, повышенную помехоустойчивость аппаратуры и позволяют непосредственно соединять аппараты с интегральными микросхемами и микропроцессорами.

Под воздействием излучения вольт-амперные характеристики фото-приемников изменяются практически так же, как у обычных аналогичных полупроводниковых приборов под воздействием управляющих токов и напряжений. Поэтому схемы полупроводниковых реле на оптронах могут быть получены простой заменой первого транзистора на транзисторный оптрон (рис. 6.6) или включением диодного оптрона в цепь базы первого транзистора [1, 2].

Расчет усилительного каскада на транзисторном оптроне (рис. 6.6) про-водится аналогично расчету усилительного каскада на обычном транзисторе, используются допустимые значения U_эк и I_k. Для коммутации цепей постоянного тока с амплитудой в десятки миллиампер и с напряжением до нескольких десятков вольт целесообразно применять оптопары с составным фототранзистором (рис. 6.7). Эсплуатационные данные некоторых типов таких оптопар приведены в табл. 6.3 и на рис. 6.8.

При выборе фототранзистора типа n – p – n вместо p – n – p вследствие малого ассортимента оптопар [8] необходимо сменить тип транзистора и в выходном каскаде. Однако для уменьшения объема расчетов в задании можно не принимать во внимание тип транзистора VT₂.

Рис. 6.6. Первый усилительный каскад полупроводникового реле на транзисторном оптроне

Характеристики транзисторов типа n – p – n и p – n – p аналогичны, но полярности напряжений противоположны, поэтому схему оптронного реле следует начертить в любом случае на транзисторах одного типа, считая определяющим тип фототранзистора VT₁.

Таблица 6.3

Тип оптрона	Предельные эксплуатационные данные	Величина
А0Т110Б, А0Т110В, А0Т110А, А0Т110Г	Выходной постоянный ток IК, мА
А0Т110Б, А0Т110В, А0Т110А, А0Т110Г	Коммутируемое напряжение Uэк, В
	Входной постоянный ток Iвх, мА
Входное обратное напряжение Uобр. сд, В	0,7
Ток утечки Iко, мкА
Остаточное выходное напряжение Us, В	0,7

Существует также ряд схем реле на транзисторах разных типов проводимости [8]. Для оптоэлектронных устройств необходима стабилизация электрического режима фототранзистора с “плавающей” базой, не имеющей электрического соединения с шиной фиксированного потенциала. Работоспособность оптопары обеспечивается при подключении резистора R_Б1 (рис. 6.6) между выводами базы и эмиттера. Для оптрона АОТ11О R_Б1 = 0.1 мОм [8]. Элементы входной цепи оптрона выбирают по максимальному прямому току светодиода, при котором фототранзистор переходит в открытое состояние. Для защиты светодиода (СД) от обратного напряжения

Рис. 6.7. Схема оптрона АОТ11О Рис. 6.8. Зависимость U_вх=f(I_вх) оптрона АОТ11О

U_обр.ср его шунтируют встречно включенным диодом V₂, так чтобы соблюдалось условие U_{доп.обр.ср}. > U_пр.V2.

При расчете коэффициент передачи фототранзисторного оптрона можно принять постоянным: β = I_k/I_вх, если в справочнике нет графика зависимости β = f(I_k). Величину тока управления i_y = i_вх определяют по формулам (6.20–6.33), величины входных напряжений U_вх = U_y, соответст-вующие полной раскачке усилителя, находят по входной характеристике фототранзистора (рис. 6.8) для входных токов I_вх = I_ys и I_вх = I_yо. Определив входное дифференциальное сопротивление фототранзистора и зная величину сопротивления источника сигнала R_c (табл. 6.1), нетрудно рассчитать реле с обратными положительными связями (см. гл. 6.3).