Предусилителй с управляемыми параметрами

Усилитель компенсации предыскажений. Усилитель (рис. 4.18) со- спадающей частотной характеристикой применяется при воспроизведении грамзаписи с магнитной головкой. Подъем ча­стотной характеристики в области низких звуковых частот происхо­дит за счет частотно-зависимой ОС, построенной на ₍ элементах Rl, R2, СЗ, С4. Постоянные времени RiC₄=300 мкс и R₂Сз=3000 мкс. Завал в области высоких частот осуществляется цепочкой R₃Cs= = 72 мкс. Для уменьшения выходного сопротивления включен тран­зистор. Коэффициент усиления схемы на частоте 1 кГц равен 30.

Усилитель с АРУ. Усилитель (рис. 4.19) имеет нелинейную зави­симость коэффициента усиления от амплитуды входного сигнала. В схеме осуществляется автоматическая регулировка усиления за счет ООС по переменному току. Эта связь осуществляется посредст­вом изменения сопротивления полевого транзистора переменному току. Управление полевым транзистором происходит постоянным на­пряжением продетектированного выходного сигнала ОУ. Функции детектора выполняет транзистор VT2. Если входной сигнал превыша­ет 1 В, то на выходе появляются» нелинейные искажения, связанные с появлением второй гармоники. Эти искажения вносит полевой тран­зистор из-за несимметричности его характеристики для различных полярностей сигнала. Значительно меньше искажений возникают с МОП-транзисторами.

Параллельные усилители. Параллельное включение усилителей (рис. 4.20) увеличивает амплитуду сигнала в N раз, в то время как шумовая составляющая, являющаяся случайной величиной, возраста­ет только в N^-2. В той же степени уменьшается дрейф нуля и влияние температурных коэффициентов отдельных усилителей. Усиление схе­мы определяется сопротивлением резистора R4. Для схемы из шести параллельных усилителей среднее значение шума составляет0,85 мкВ при шуме отдельного усилителя приблизительно в 2,2 мкВ. Приведенное ко входу напряжение сдвига равно 13 мкВ, а темпера­турный коэффициент при 25 °С составляет 0,2 мкВ/К. Это соответст­вует зависимости N^-2

Рис. 4.18

Рис. 4.19

Усилитель на микросхеме К284СС2А. Усилитель {рис. 4.21) имеет коэффициент усиления более 10⁴. С помощью резистора R4 коэффи­циент передачи можно менять в пределах от 50 до максимального значения, равного примерно 10⁴. Верхняя граничная частота равна 10 кГц. Режим по постоянному току осуществляется с помощью де­лителя R1 и R3 и стабилизатора напряжения, выполненного на эле­ментах R6 и VD1.

Интегральная микросхема может работать и при пониженных напряжениях источников питания. Вместо напряжения питания 12 В можно применить напряжение 4 В, предварительно заменив стабилитрон резистором (1,5 кОм) с параллельно включенным кон­денсатором (50 мкФ). Однако следует иметь в виду, что. максималь­ная амплитуда неискаженного сигнала в этом случае будет равна 0,5 В.

Рис. 4.20

Рис. 4.21 Рис. 422 Рис. 4 23

Микрофонный усилитель на микросхеме К224ПП1. Усилитель имеет коэффициент усиления 100. В нем осуществлена полная термостабилизация. Входное со­противление 2 кОм, а выходное — 500 Ом (рис. 4.22).

Микрофонный усилитель. Усилитель (рис. 4.23) питается от од­ного источника. Напряжение этого источника определяет максималь-ную амплитуду неискаженного выходного сигнала, т. е. при ±U_a, равном 4; 6; 8; 12; 15; 18; 24 и 30 В, U_выx равно соответственно 0,4; 1,4; 1,7; 2,3; 3,2; 3,9; 5,2 и 6,5 В.

Снижение напряжения питания отрицательной полярности до 4 — 5 В приводит к уменьшению на несколько процентов коэффици­ента усиления. Уменьшение положительного напряжения приводит к уменьшению максимальной амплитуды выходного сигнала. При пониженном питании частотная характеристика остается без изме­нения.

Операционный усилитель с большим входным сопротивлением. Входное сопротивление ОУ К140УД1А можно повысить при включе­нии на входе микросхемы К101КТ1 (рис. 4.24). В микросхему К101КТ1 входят два хорошо подобранных транзистора. Входное сопротивление составного ОУ может превышать 10 МОм. Входной ток менее 0,2 мкА. Частотная характеристика усилителя равномерна в полосе от 0 до 500 кГц при подключении вывода 8 к 5.

Операционный усилитель с малым выходным сопротивлением. Дополнительные транзисторы в схеме на рис. 4.25, несмотря на от­сутствие начального смещения, уменьшают выходное сопротивление ОУ до 100 Ом. При переходе сигнала через нуль на выходном сиг­нале образуется «ступенька» в 100 мВ. Без компенсирующих эле­ментов в схеме возникают колебания с частотой от 2 до 10 МГц. Ге­нерация срывается при R = 70 — 120 Ом и С= 100 пФ. Температурный дрейф нуля 20 мкВ/град. Коэффициент усиления K=R₂/R₁.

Рис. 4.24 Рис. 4.25

Линейный ОУ. Линейность выходного сигнала ОУ нарушается с уменьшением нагрузки. Подключение двух транзисторов на выход усилителя (рис. 4.26) позволяет уменьшить выходное сопротивле­ние и увеличивают нагрузочную способность схемы. Два диода в базовой цепи транзисторов устра­няют порог открывания выходных транзисторов. Нелинейность

входной характеристики транзи­стора легко уменьшается ООС че­рез резисторы R1 и R2. Такое включение дополнительных тран­зисторов обеспечивает выходной ток до 100 мА.

Усилитель с управляемым ко­эффициентом передачи. Коэффи­циент передачи усилителя (рис. 4.27) меняется дискретно. Уп­равление осуществляется с по­мощью декады резисторов R3 — R7. Когда переключатель нахо­дится в положении I, декада под­ключена ко входу ОУ. На входе усилителя образуется делитель напряжения между резистором R1 и декадой. При подаче в ба­зу транзистора VT1 положитель­ного напряжения он открывается. В результате ко входу усилителя оказывается подключен делитель из резисторов R1 и R3. Коэффи­циент передачи схемы равен 0,5. При включении транзисторов VT2 — VT5 коэффициент передачи будет равен соответственно 0,25; 0,125; 0,0625 и т. д.

Положение переключателя II включает декаду в цепь ООС. В этом случае включение тран­зисторов VT2 — VT5 реализует схе­му с коэффициентом усиления ОУ, равным 1, 2, 3 и т. д. Максималь­ный коэффициент усиления ра­вен 32. Амплитуда входного сиг­нала не должна превышать 5 В. Вместо транзисторов VT1 — VT5 может быть использована инте­гральная микросхема К198НТ1.

Рис. 4 26 Рис. 4.27 Рис. 4.28

Рис. 4 29

Управление с помощью поле­вых транзисторов коэффициентом усиления. С помощью полевых транзисторов, включенных в схему моста, можно в широких пределах-управлять коэффициентом переда­чи ОУ (рис. 4.28). Несмотря на то, что сопротивление сток — исток полевого транзистора нелинейно меняется от напряжения в затворе, в данной схеме линейность сохраняется, в широких пределах. Это достигается благодаря изменению в небольших пределах напряже­ния между истоком и стоком при большом диапазоне изменения сиг­нала. Коэффициент усиления схемы определяется по формуле K_y.u= =R₄U_yпp/R₂U_ЗИотc, где U_упр — управляющее напряжение на за­творе; U_{зи отс} — напряжение отсечки полевого транзистора.

Усилитель с диодной регулировкой коэффициента усиления. Ре­гулировка коэффициента усиления в схеме (рис. 4.29) осуществляется за счет изменения сопротивления кремниевого диода в зависимости от протекающего через него постоянного тока. Возможны два вари­анта включения диода: параллельно эмиттерному сопротивлению и параллельно коллекторному сопротивлению. В первом случае с уве­личением протекающего тока через диод или при увеличении напря­жения на диоде коэффициент усиления возрастает. Это связано с тем, что общее сопротивление в эмиттере транзистора для перемен­ного тока уменьшается. Во втором случае сопротивление диода, под­ключенного параллельно резистору R3, уменьшает коэффициент усиления с увеличением тока, протекающего через него. Схема эффек­тивно работает при входном сигнале не более 10 мВ. Управляющее напряжение меняется от 0 до 12 В. Это напряжение можно снизить, если уменьшить сопротивление резистора R5.

Рис. 4.30 Рис. 4.31

Рис 4.32 Рис. 4.33

Малошумящий усилитель на интегральных микросхемах. Усили­тель состоит из двух микросхем (рис. 4.30). Полевой транзистор микросхемы DA1 обеспечивает входное сопротивление усилителя 20 МОм и емкость 2 пФ. Коэффициент усиления, равный 100, обеспечивается интегральной микросхемой DA2, в которой применена глубокая ООС При замкнутом входе собственный шум усилителя в полосе частот от 20 Гц до 20 кГц не превышает 10 мкВ Неравно­мерность амплитудно-частотной характеристики в той же полосе не более 1,5%. На сопротивлении нагрузки 3 кОм схема создает вы­ходной сигнал с амплитудой до 2 В.

Предварительный усилитель на полевом транзисторе. Усилитель для емкостных датчиков (рис. 4.31) потребляет ток 10 мкА от источ­ника питания 3 В. В этой схеме полевой транзистор работает с коэф­фициентом передачи, равным приблизительно 5, а транзисторы VT2 a VT3 входят в составной повторитель. Напряжение отсечки полевого транзистора должно быть меньше 1 В. Входное сопротив­ление каскада равно 1 МОм, а выходное сопротивление приблизи­тельно 5 кОм. Напряжение шумов, приведенное ко входу менее 50 мкВ в полосе частот от 20 Гц до 20 кГц

Составной каскад на полевом и биполярном транзисторах. Кас­кад (рис. 432) имеет коэффициент усиления, близкий к единице, большое входное и малое выходное сопротивления, приблизительно 200 Ом. На выходе повторителя (рис. 4.32, о) присутствует постоян­ное напряжение, определяемое потенциалом отсечки полевого тран­зистора. В схеме рис. 4.32,6 постоянная составляющая на выходе отсутствует. Она скомпенсирована подачей через резистор R3 под­питывающего напряжения от второго источника питания. Посколь­ку напряжение отсечки полевых транзисторов имеет разброс, то для каждого конкретного транзистора VT1 необходимо регулировать резистор R3.

Усилитель с динамической нагрузкой. Для увеличения коэффи­циента усиления на транзисторе VT2 (рис. 4.33, с) в качестве дина­мической нагрузки включены VT1 и КЗ. Эквивалентное сопротивле­ние нагрузки будет определяться выражением

где

K_у.и=R₂/R₃ — коэффициент передачи транзистора VT2 по постоян­ному току. Если принять R3=R2, то коэффициент усиления резко увеличивается и транзисторы входят в насыщение. Поэтому должно выполняться неравенство R2>R3. Для переменной составляющей сигнала сопротивление в цепи истока VT2 определяется емкостью конденсатора С, которая в свою очередь определяется полосой ча­стот входного сигнала.

Усилитель с большим коэффициентом усиления. При создания усилителей с большим входным сопротивлением и большим коэффи­циентом усиления необходимо уделять особое внимание его устойчи­вости. В частности, необходимо получать высокую степень развязки по цепям питания. Приведенная схема трехкаскадного усилителя (рис. 4 34) имеет хорошую развязку одного каскада от другого. В усилителе отсутствует ПОС, что достигнуто с помощью биполяр­ных транзисторов. Выходной сигнал каскада «развязан» от цепей пи­тания через большое выходное сопротивление биполярного транзи­стора. Кроме того, значительно ослаблена паразитная емкостная ОС через емкости коллектор — база и сток — затвор Между двумя последовательно включенными емкостями существует малое сопро­тивление перехода база — эмиттер биполярного транзистора.

Положительные свойства каскада позволяют создать шестикас-кадный УНЧ с коэффициентом усиления более 10^е. На вход усилите­ля подается сигнал менее 1 мкВ от источника с внутренним сопро­тивлением 10 кОм. На выходе присутствует сигнал с амплитудой бо­лее 2 В. Для ослабления шумов между каскадами возможно при­менение узкополосных фильтров. Усилитель устойчиво работает при пульсации напряжения питания до 15 %. Изменение напряжения питания не сказывается существенным образом на форме выходного сигнала и не проходит на выход схемы. Нестабильность питания ог­раничивает максимально возможную амплитуду выходного сигнала.

Трехкаскадный усилитель имеет полосу пропускания от 10 Гц до 100 кГц по уровню 0,9. Эффективное напряжение шума, приве­денное ко входу, при входном сопротивлении 100 кОм составляет 70 мкВ. Коэффициент усиления отдельного каскада на частотах свы­ше 10 Гц определяется по формуле K_{у u1}=R_кS_21Э и равняется при­близительно 20 На частотах ниже 10 Гп — по формуле К_{у u2}= (Rк+ +Хс)/Xc, Где Х_с — 1/wС_э; h_21э — коэффициент передачи по току би­полярного транзистора, a S — крутизна полевого транзистора. Для расширения полосы частот ниже 10 Гц необходимо увеличить ем­кость конденсатора С1 или увеличить сопротивление резистора R1. Однако увеличение сопротивления резистора R1 требует также уве­личения сопротивления резистора R4, чтобы избежать насыщения биполярного транзистора. С увеличением R4 уменьшается ток через полевой и биполярный транзисторы, что влечет за собой уменьше­ния и S Кроме того, начинают сказываться нелинейности вольт-амперной характеристики обоих транзисторов

Рис. 434

Уменьшение порога открывания составного эмиттерного повто­рителя. В схеме составного эмиттерного повторителя (рис 4 35) для уменьшения нелинейных искажений, связанных с порогом открывания транзисторов, включен транзистор VTL Напряжение между коллек­тором и эмиттером этого транзи­стора регулируется с помощью ре­зистора R1. В результате рабочее напряжение смещения транзисто­ров VT2 и VT3 становится ста­бильным и не зависит от ампли­туды -входного сигнала. Кроме того, повышается температурная стабилизация выходных транзи­сторов

Рис. 4.35 Рис 4.36

Усилитель с низкоомным вхо­дом. Схема усилителя (рис.436) состоит из двух транзисторов, где первый каскад собран по схеме с ОБ Усилитель имеет малое входное сопротивление. Для схемы входным сигналом является ток, который определяется емкостью конденсатора. Коэффициент усиления описывается выражением К= =jwh_2l3R₂C при условии, что 1/wС>h_11Б, где h_11Б =10 Ом — вход­ное сопротивление транзистора в режиме с ОБ; A₂i Э — коэффициент

передачи транзистора VT2. Усилитель для входного сигнала с часто­той 1 кГц имеет коэффициент усиления приблизительно 100. Выход­ной сигнал сдвинут по фазе на 90° по отношению к входному. Этот сдвиг сохраняется в диапазоне частот от 20 Гц до 1 МГц. При по­строении двух и более каскадов можно применить интегральные микросхемы с набором транзисторов.