Применение смесителей в качестве элементов приемных систем СВЧ диапазона.

I. Теоретическая часть

Общие сведения

Смесители – устройства, предназначенные для преобразования частоты сигнала в другой частотный диапазон с помощью колебаний местного генератора, обычно называемого гетеродином. Общая формула преобразования частоты, осуществляемого смесителем, имеет вид

f_{вых пр.}=n·f_г+m·f_с,

где f_г – частота гетеродина, f_с – частота сигнала, n – целое число, равное ±1, ±2,…, и m=±1.

В зависимости от числа n смесители можно разделить на три группы, отличающиеся как назначением, так и электрическими параметрами:

- Смесители с n=±1, вырабатывающие сигнал промежуточной частоты, равный

f_{вых пр.}=f_г-f_с (n=1, m=­-1),

f_{вых пр.}=f_с-f_г (n=-1, m=1)

Это смесители, работающие на основной гармонике гетеродина; используются либо с целью преобразования частоты входного сигнала в более низкочастотный диапазон (при этом f_c≈f_г), либо с целью преобразования низкочастотного сигнала f_c вверх (при этом f_c<<f_г). И то и другое необходимо для того, чтобы функции обработки сигнала (его фильтрацию, деление, модуляцию, демодуляцию) осуществить в более низкочастотном диапазоне, где делать это проще. Энергетические потери, характеризующие данные смесители, весьма малы (~10 дБ), а с помощью специальных методов могут быть снижены до 2,5÷4 дБ, что делает возможным использовать их, например, прямо в качестве входных устройств высокочувствительных приемных систем диапазона СВЧ.

- Смесители с n=±3, …, например,

f_{вых пр.}=3f_г-f_с (n=3, m=-1),

f_{вых пр.}=f_с-3f_г (n=-3, m=1)

и т.п.

Это смесители, работающие на гармониках гетеродина (отсюда название - гармониковые). Используются как для преобразования частоты вниз (в диапазон ПЧ), так и для преобразования частоты вверх. Имеют большие потери преобразования (могут доходить до 20 дБ), что обусловливает их широкое использование (без принятия специальных мер) только в измерительной аппаратуре и в специальных случаях (например, в синтезаторах частоты).

- Особое место занимает группа смесителей на встречно включенных диодах (антипараллельных парах диодов), которые обеспечивают малые потери преобразования и малые шумы при n=±2. Такие смесители называются субгармоническими, а их работа описывается соотношениями

f_{вых пр.}=2f_г-f_с (n=2, m=-1),

f_{вых пр.}=f_с-2f_г (n=-2, m=1)

А

С точки зрения схемотехники удобно классифицировать смесители как однотактные (или однодиодные), балансные (двухдиодные) и двойные балансные (четырехдиодные или мостовые). Возможная реализация и соответствующие эквивалентные схемы этих смесителей изображены на рис.1.1а, б, в.

В однодиодном смесителе развязка сигнального и гетеродинного входов реализуется с помощью полосно-пропускающих фильтров ППФ_Г и ППФ_С, настроенных, соответственно, на центральные частоты сигнала и гетеродина. Недостатком схемы является необходимость замены фильтров при смене рабочих частот, что может существенно сузить область использования таких смесителей. Заметим также, что вывод напряжения ПЧ осуществляется через фильтр низкой частоты, что также можно считать недостатком данной схемы, усложняющим конструкцию смесителя. Другие недостатки рассмотренного смесителя обсуждаются ниже. Однобалансные, или просто балансные, смесители (рис.1.1б) содержат два трансформатора, включенных так, что напряжения, создаваемые каждым из них на другом, равны нулю, так что сигнальный и гетеродинный входы оказываются развязанными независимо от частоты и в отсутствие каких-либо фильтров. Благодаря соответствующей полярности включения диодов напряжение ПЧ образуется в точке «А» (рис.1.1б), то есть в той же точке, где имеется напряжение гетеродина, так что разязка цепей ПЧ и гетеродина, как и в однодиодном смесителе, достигается с помощью ФНЧ – этот недостаток однодиодного смесителя в однобалансном смесителе оказывается непреодоленным. Вместе с тем однобалансный смеситель имеет, помимо снятия необходимости использования по

лосовых фильтров в трактах сигнала и гетеродина, два дополнительных преимущества над однодиодными смесителями. Первый – подавление шумов гетеродина – состоит в следующем. Поскольку реальный гетеродин имеет конечную ширину спектральной полосы своего излучения (рис.1.2), то его спектральные составляющие, отстоящие от частоты f_Г на величину ∆f≥f_ПЧ, преобразуются в промежуточную частоту совместно с сигналом, ухудшая отношение сигнал/шум на выходе смесителя, что субъективно расценивается как увеличение коэффициента шума однодиодного смесителя. Как видно из схемы рис.1.1б, напряжение шума гетеродина, приложенное к диодам, одинаковое, как и напряжение гетеродина, а, благодаря противоположному включению диодов, токи промежуточной частоты, образуемые из этих напряжений, противоположны, так что в тракт ПЧ эта составляющая продукта смешения не попадает (отметим, что в отличие от рассмотренных, составляющие продуктов смешения гетеродина и сигнала, имеющие вид:

I⁽¹⁾_ПЧ~U_Г·U_С – для верхнего диода,

I⁽²⁾_ПЧ~–(–U_С·U_Г)=U_С·U_Г – для нижнего диода,

на входе фильтра ПЧ складываются и образуют полезный сигнал на промежуточной частоте на выходе ФНЧ). Второе преимущество балансной схемы над однодиодной становится очевидным, если подробнее рассмотреть процессы преобразования в смесителе, в частности, генерации так называемых холостых частот в смесителе – прежде всего суммарной комбинационной и частоты зеркального канала. Первая образуется просто как продукт смешивания f_Г и f_С с результатом f_Г+f_С (помимо полезной f_ПЧ=|f_С–f_Г|); вторая образуется, в основном, как продукт смешивания второй гармоники гетеродина и частоты сигнала с результатом |2f_Г–f_С|=|f_Г+f_Г–f_С|=|–f_Г–f_Г+f_С|=|–f_Г+f_ПЧ|=|f_Г–f_ПЧ|=f_З – частотой зеркального канала. Источником обоих колебаний является сигнал, так что, возникнув, эти колебания могут унести значительную часть его энергии, увеличив потери преобразования в полезную, промежуточную, частоту. Предотвратить бесполезное рассеяние мощности на указанных частотах в трактах сигнала и гетеродина можно, разместив в них соответствующие фильтры, отражающие волны на этих частотах назад к диодам смесителя и, таким образом, принуждая их участвовать в повторном преобразовании частоты с целью преобразоваться в промежуточную частоту. Хотя вследствие установки фильтров подобный смеситель и лишается своей широкополосности, однако потери преобразования при соответствующих фазах возвращенных волн на холостых частотах могут быть существенно снижены. Важным достоинством балансной схемы является то, что колебания на суммарной и зеркальной частотах возбуждаются с такими напряжениями, что одна из них может проникнуть только в тракт сигнала, а другая – только в тракт гетеродина, так что возврат холостых частот для повторного преобразования к диодам требует установки не четырех, а лишь двух фильтров – по одному на соответствующую холостую частоту в соответствующий тракт. Конкретно для схемы рис.1.1б суммарная холостая частота возникает в тракте гетеродина, а зеркальная – в тракте сигнала, так что фильтр, отражающий зеркальную частоту, должен быть установлен именно в тракте сигнала. Это же, в свою очередь, вообще не ведет к усложнению приемной системы, ибо фильтр зеркального канала, предотвращающий проникновение помехи на частоте зеркального канала, устанавливается в приемный тракт в любом случае. Требование выполнения им еще и функции оптимального возврата зеркальной комбинационной частоты назад к смесительным диодам приводит лишь к необходимости устанавливать его на определенном расстоянии от диодов (с целью выполнить оптимальные фазовые отношения, о чем говорилось выше). Описанный смеситель, реализованный на комбинации линий передачи, предложен для исследования в данной лабораторной работе.

Схема двухбалансного (двойного балансного) смесителя, изображенная на рис.1.1в, используется в тех случаях, когда желательно сделать все входы смесителя – сигнальный, гетеродинный и ПЧ – независимыми и, таким образом, исключить необходимость использования любых фильтров для их развязки. Схема требует 4-х диодов и на частотах >20 ГГц используется редко из-за сложности реализации и больших потерь в микрополосковых линиях.

Субгармонические схемы выполняются по схемам рис.1.1а-1в, в которых устанавливаются антипараллельные пары диодов и соблюдаются особые требования по назначению входов.

II. Задание на лабораторную работу

I. Теоретическая часть

Общие сведения

Смесители – устройства, предназначенные для преобразования частоты сигнала в другой частотный диапазон с помощью колебаний местного генератора, обычно называемого гетеродином. Общая формула преобразования частоты, осуществляемого смесителем, имеет вид

f_{вых пр.}=n·f_г+m·f_с,

где f_г – частота гетеродина, f_с – частота сигнала, n – целое число, равное ±1, ±2,…, и m=±1.

В зависимости от числа n смесители можно разделить на три группы, отличающиеся как назначением, так и электрическими параметрами:

- Смесители с n=±1, вырабатывающие сигнал промежуточной частоты, равный

f_{вых пр.}=f_г-f_с (n=1, m=­-1),

f_{вых пр.}=f_с-f_г (n=-1, m=1)

Это смесители, работающие на основной гармонике гетеродина; используются либо с целью преобразования частоты входного сигнала в более низкочастотный диапазон (при этом f_c≈f_г), либо с целью преобразования низкочастотного сигнала f_c вверх (при этом f_c<<f_г). И то и другое необходимо для того, чтобы функции обработки сигнала (его фильтрацию, деление, модуляцию, демодуляцию) осуществить в более низкочастотном диапазоне, где делать это проще. Энергетические потери, характеризующие данные смесители, весьма малы (~10 дБ), а с помощью специальных методов могут быть снижены до 2,5÷4 дБ, что делает возможным использовать их, например, прямо в качестве входных устройств высокочувствительных приемных систем диапазона СВЧ.

- Смесители с n=±3, …, например,

f_{вых пр.}=3f_г-f_с (n=3, m=-1),

f_{вых пр.}=f_с-3f_г (n=-3, m=1)

и т.п.

Это смесители, работающие на гармониках гетеродина (отсюда название - гармониковые). Используются как для преобразования частоты вниз (в диапазон ПЧ), так и для преобразования частоты вверх. Имеют большие потери преобразования (могут доходить до 20 дБ), что обусловливает их широкое использование (без принятия специальных мер) только в измерительной аппаратуре и в специальных случаях (например, в синтезаторах частоты).

- Особое место занимает группа смесителей на встречно включенных диодах (антипараллельных парах диодов), которые обеспечивают малые потери преобразования и малые шумы при n=±2. Такие смесители называются субгармоническими, а их работа описывается соотношениями

f_{вых пр.}=2f_г-f_с (n=2, m=-1),

f_{вых пр.}=f_с-2f_г (n=-2, m=1)

А

С точки зрения схемотехники удобно классифицировать смесители как однотактные (или однодиодные), балансные (двухдиодные) и двойные балансные (четырехдиодные или мостовые). Возможная реализация и соответствующие эквивалентные схемы этих смесителей изображены на рис.1.1а, б, в.

В однодиодном смесителе развязка сигнального и гетеродинного входов реализуется с помощью полосно-пропускающих фильтров ППФ_Г и ППФ_С, настроенных, соответственно, на центральные частоты сигнала и гетеродина. Недостатком схемы является необходимость замены фильтров при смене рабочих частот, что может существенно сузить область использования таких смесителей. Заметим также, что вывод напряжения ПЧ осуществляется через фильтр низкой частоты, что также можно считать недостатком данной схемы, усложняющим конструкцию смесителя. Другие недостатки рассмотренного смесителя обсуждаются ниже. Однобалансные, или просто балансные, смесители (рис.1.1б) содержат два трансформатора, включенных так, что напряжения, создаваемые каждым из них на другом, равны нулю, так что сигнальный и гетеродинный входы оказываются развязанными независимо от частоты и в отсутствие каких-либо фильтров. Благодаря соответствующей полярности включения диодов напряжение ПЧ образуется в точке «А» (рис.1.1б), то есть в той же точке, где имеется напряжение гетеродина, так что разязка цепей ПЧ и гетеродина, как и в однодиодном смесителе, достигается с помощью ФНЧ – этот недостаток однодиодного смесителя в однобалансном смесителе оказывается непреодоленным. Вместе с тем однобалансный смеситель имеет, помимо снятия необходимости использования по

лосовых фильтров в трактах сигнала и гетеродина, два дополнительных преимущества над однодиодными смесителями. Первый – подавление шумов гетеродина – состоит в следующем. Поскольку реальный гетеродин имеет конечную ширину спектральной полосы своего излучения (рис.1.2), то его спектральные составляющие, отстоящие от частоты f_Г на величину ∆f≥f_ПЧ, преобразуются в промежуточную частоту совместно с сигналом, ухудшая отношение сигнал/шум на выходе смесителя, что субъективно расценивается как увеличение коэффициента шума однодиодного смесителя. Как видно из схемы рис.1.1б, напряжение шума гетеродина, приложенное к диодам, одинаковое, как и напряжение гетеродина, а, благодаря противоположному включению диодов, токи промежуточной частоты, образуемые из этих напряжений, противоположны, так что в тракт ПЧ эта составляющая продукта смешения не попадает (отметим, что в отличие от рассмотренных, составляющие продуктов смешения гетеродина и сигнала, имеющие вид:

I⁽¹⁾_ПЧ~U_Г·U_С – для верхнего диода,

I⁽²⁾_ПЧ~–(–U_С·U_Г)=U_С·U_Г – для нижнего диода,

на входе фильтра ПЧ складываются и образуют полезный сигнал на промежуточной частоте на выходе ФНЧ). Второе преимущество балансной схемы над однодиодной становится очевидным, если подробнее рассмотреть процессы преобразования в смесителе, в частности, генерации так называемых холостых частот в смесителе – прежде всего суммарной комбинационной и частоты зеркального канала. Первая образуется просто как продукт смешивания f_Г и f_С с результатом f_Г+f_С (помимо полезной f_ПЧ=|f_С–f_Г|); вторая образуется, в основном, как продукт смешивания второй гармоники гетеродина и частоты сигнала с результатом |2f_Г–f_С|=|f_Г+f_Г–f_С|=|–f_Г–f_Г+f_С|=|–f_Г+f_ПЧ|=|f_Г–f_ПЧ|=f_З – частотой зеркального канала. Источником обоих колебаний является сигнал, так что, возникнув, эти колебания могут унести значительную часть его энергии, увеличив потери преобразования в полезную, промежуточную, частоту. Предотвратить бесполезное рассеяние мощности на указанных частотах в трактах сигнала и гетеродина можно, разместив в них соответствующие фильтры, отражающие волны на этих частотах назад к диодам смесителя и, таким образом, принуждая их участвовать в повторном преобразовании частоты с целью преобразоваться в промежуточную частоту. Хотя вследствие установки фильтров подобный смеситель и лишается своей широкополосности, однако потери преобразования при соответствующих фазах возвращенных волн на холостых частотах могут быть существенно снижены. Важным достоинством балансной схемы является то, что колебания на суммарной и зеркальной частотах возбуждаются с такими напряжениями, что одна из них может проникнуть только в тракт сигнала, а другая – только в тракт гетеродина, так что возврат холостых частот для повторного преобразования к диодам требует установки не четырех, а лишь двух фильтров – по одному на соответствующую холостую частоту в соответствующий тракт. Конкретно для схемы рис.1.1б суммарная холостая частота возникает в тракте гетеродина, а зеркальная – в тракте сигнала, так что фильтр, отражающий зеркальную частоту, должен быть установлен именно в тракте сигнала. Это же, в свою очередь, вообще не ведет к усложнению приемной системы, ибо фильтр зеркального канала, предотвращающий проникновение помехи на частоте зеркального канала, устанавливается в приемный тракт в любом случае. Требование выполнения им еще и функции оптимального возврата зеркальной комбинационной частоты назад к смесительным диодам приводит лишь к необходимости устанавливать его на определенном расстоянии от диодов (с целью выполнить оптимальные фазовые отношения, о чем говорилось выше). Описанный смеситель, реализованный на комбинации линий передачи, предложен для исследования в данной лабораторной работе.

Схема двухбалансного (двойного балансного) смесителя, изображенная на рис.1.1в, используется в тех случаях, когда желательно сделать все входы смесителя – сигнальный, гетеродинный и ПЧ – независимыми и, таким образом, исключить необходимость использования любых фильтров для их развязки. Схема требует 4-х диодов и на частотах >20 ГГц используется редко из-за сложности реализации и больших потерь в микрополосковых линиях.

Субгармонические схемы выполняются по схемам рис.1.1а-1в, в которых устанавливаются антипараллельные пары диодов и соблюдаются особые требования по назначению входов.

Применение смесителей в качестве элементов приемных систем СВЧ диапазона.

Типичная входная цепь приемника СВЧ диапазона показана на рис.1.3 Она содержит антенну А, малошумящий усилитель МШУ, выполняемый обычно на одном или нескольких полевых транзисторах, фильтр зеркального канала ФЗК, обеспечивающий подавление помехи
на частоте зеркального канала и дополнительное подавление обратного излучения гетеродина, смеситель СМ, гетеродин Г, а также предварительный усилитель промежуточной частоты ПУПЧ, обеспечивающий основное усиление в этой части полной схемы приемника. Расположение частот для случая f_г>f_с схематически изображено на рис.1.4. Из этой схемы видно, что для должного подавления полосы частот зеркального канала промежуточная частота в данной части полной схемы приемника (первая ПЧ приемника) должна быть достаточно высокой – в противном случае требования к избирательности фильтра зеркального канала становятся очень жесткими, что приводит к сложности, если не невозможности его практической реализации. Обычно значение первой ПЧ составляет не менее 1/20÷1/10 от номинального значения частоты сигнала, то есть в диапазоне 20 ГГц составляет величину порядка 1÷2 ГГц.

Чувствительность приемника в цепи при достаточно большом усиле­нии его входной части, изображенной на рис.1.3, будет определяться ее коэф­фициентом шума, который, как известно, равен (в пренебрежении поте­рями в ФЗК)

, (1.1)

где F_{Ш МШУ} – коэффициент шума МШУ;

F_{Ш СМ} – коэффициент шума смесителя;

F_{Ш ПУПЧ} – коэффициент шума ПУПЧ;

K_{Р МШУ} – коэффициент усиления МШУ по мощности;

K_{Р СМ} – коэффициент передачи смесителя.

Как видно из (1.1), коэффициент шума приемника с МШУ на входе определяется, в основном, коэффициентом шума МШУ, если коэффициент передачи его составляет ~20 дБ, что является типичным для частот ≤12 ГГц. Подставляя в (1.1) типичные значения F_{Ш МШУ}=1 дБ, F_{Ш СМ}=7 дБ, F_{Ш ПУПЧ}=1 дБ, K_{Р МШУ}=20 дБ, K_{Р СМ}=-7 дБ, получим

,

что практически совпадает с коэффициентом шума самого МШУ.

По мере роста рабочей частоты сложности в создании МШУ растут, так что уже в диапазоне 20 ГГц на сегодняшний день они могут стать непреодолимыми, по крайней мере, при разработке не очень дорогих прием­ных устройств. Это связано с отсутствием дешевых транзисторов, обладающих подходящими для целей создания МШУ характеристиками. В диапазоне выше 30 ГГц альтернативы безусилительного построения приемника на сегодняшний день практически нет. В этих случаях входная часть выполняется по схеме рис.1.5.

Коэффициент шума такого приемника равен

(1.2)

и, как видно из формулы, очень сильно зависит от коэффициента передачи смесителя K_{Р СМ} и коэффициента шума ПУПЧ K_{Ш ПУПЧ}. Доказано, что коэффициент шума смесителя приблизительно равняется его потерям преобразования L. Учитывая, что K_{P СМ}=1/L, из (1.2) получим

, или, в децибелах:

. (1.3)

Из (1.3) видно, что при построении приемной системы со смесителем на входе требования к смесителю и ПУПЧ значительно возрастают – потери преобразования смесителя стремятся сделать не хуже 5 дБ; малошумящий ПУПЧ должен иметь шум не более 0,5 дБ, что сегодня является вполне доступным, так как его рабочие частоты (1÷2 ГГц) находятся в хорошо освоенном малошумящими транзисторами диапазоне частот. В случае качественной разработки в диапазонах частот 20÷100 ГГц удается достичь F_Ш≤5,5 дБ, что является приемлемым для большинства случаев.

Оценим возможности такой приемной системы в составе связной станции для передачи, в частности, амплитудно-модулированных цифровых сигналов, работающей на частоте ~20 ГГц.

Способность приемника принять цифровой сигнал в данном случае – это способность различить «0» и «1» на выходе амплитудного детектора, включенного после полосового фильтра, подключенного к выходу ПУПЧ (рис.1.5). Естественно считать, что решающее устройство будет способно принять верное решение, если на входе его нуль и единица будут различаться так, что верхняя граница уровня шума в сигнале «0» будет совпадать с нижней границей уровня шума в сигнале «1» (рис.1.6). Можно доказать, что соответствующее этому случаю отношение P_с/P_ш на входе детектора равно 4 дБ, а абсолютный уровень мощности сигнала называется тангенциальной чувствительностью приемника L_Т (дБВт). Тангенциальная чувствительность связана с коэффициентом шума приемника и полосой частот и может быть вычислена следующим образом. Поскольку разность уровней шума и сигнала при уровне сигнала, равном тангенциальной чувствительности, как отмечалось, равна 4 дБ, то

.

Отсюда

. (1.4)

Мощность собственного шума приемника можно вычислить:

,

где k – постоянная Больцмана;

T₀=293 К;

∆f – полоса частот.

Преобразуя, получаем

Подставляя в (1.4), получим:

. (1.5)

Так, при коэффициенте шума, равном 6 дБ в полосе частот 10 МГц:

.

Рассмотрим линию связи, содержащую передатчик амплитудно-модулированных сигналов с полосой 10 МГц, имеющий мощность 10 мВт, две антенны А1, А2 и приемник амплитудно-модулированных сигналов с тангенциальной чувствительностью, равной, как в рассмотренном примере, L_Т=–125 дБВт. При ненаправленной передающей антенне плотность мощности в точке расположения приемной антенны на расстоянии R от передатчика была бы равна (рис.1.7)

.

Антенна передатчика, будучи направленной, создает поток в G´_ПРД раз больший, где G´_ПРД – коэффициент усиления передающей антенны, так что

Если площадь приемной антенны равна S, то мощность на входе приемника равна

(1.6)

Для обычной круглой параболической антенны диаметром D, наиболее часто применяемой в СВЧ диапазоне, коэффициент усиления антенн G´_ПРД, G´_ПРМ связан с ее диаметром простым соотношением:

, или в дБ ,

где λ – рабочая длина волны.

Подставляя в (1.6), получим:

или в «дБВт»

.

Последнее слагаемое полезно преобразовать:

.

Окончательно имеем:

.

Приравнивая Р_ПРМ величине L_Т, можем найти предельную дальность R (км), на которой сможет работать станция, снабженная передатчиком с мощностью Р_ПРД, антеннами с коэффициентами усиления G_ПРД, G_ПРМ и приемником со смесителем на входе, обеспечивающим тангенциальную чувствительность L_Т в заданной полосе частот.

II. Задание на лабораторную работу