Однофазные неуправляемые выпрямители

Однофазные выпрямители могут быть однополупериодными и двухполупериодными.

Однополупериодные выпрямители.Схема однополупериодного выпрямителя на полупроводниковом диоде показана на рис. 15.2. Переменное напряжение сети, преобразованное трансформатором Т до необходимой величины U_т,подается на конденсатор С_ф и нагрузку R_н

Рис. 15.2. Схема однополупериодного выпрямителя

через диод VD. В течение полупериода, когда напряжение U_тстановится прямым для диода, через диод и нагрузку протекает ток. Конденсатор С_ф при этом заряжается до значения, близкого к пиковому значению U_т.

В следующий полупериод напряжение U_тдля диода оказывается обратным, и через него протекает лишь не­значительный обратный ток. При этом конденсатор С_ф «отключается» от вторичной обмотки трансформатора и начинает разряжаться через сопротивление нагрузки R_н. Таким образом, через нагрузку ток протекает в оба полу­периода сетевого напряжения в одном и том же направ­лении.

При большом сопротивлении нагрузки конденсатор С_ф во время второго полупериода напряжения U_т разря­жается незначительно, и можно считать, что напряжение на конденсаторе С_ф остается равным пиковому значению напряжения U_т. Следовательно, к диоду прикладывается напряжение обратной полярности, равное

Качество выпрямления переменного напряжения оце­нивается коэффициентом выпрямления К_в =I_пр/I_обр, где I_пр и I_обр — значения прямого и обратного токов, проте­кающих через диод. Значение этого коэффициента больше у кремниевых диодов, чтоявляется одной из причин их более широкого применения в выпрямителях.

Недостатком однополупериодного выпрямителя явля­ется то, что выпрямленное напряжение сильно зависит от сопротивления нагрузки и имеет большую амплитуду пульсаций. Поэтому такие выпрямители применяются редко и только при высокоомных нагрузках. В осталь­ных случаях используются, как правило, двухполупериод­ные выпрямители.

Двухполупериодные выпрямители.На рис. 15.3, а пред­ставлена схема двухполупериодного выпрямителя с вы­водом от средней точки вторичной обмотки трансформатора.

Рис 15.3. Схема (а) и графики напряжений и токов (б) двухполупериодного выпрямителя с выводом от сред­ней точки вторичной обмотки трансформа­тора.

Обычно эта точка соединяется с проводом нулевого потенциала. Работает такой выпрямитель следующим об­разом.

Напряжения u_aс и u_bc,измеренные на концах а и b вторичной обмотки трансформатора относительно средней точки с, являются противофазными (рис. 15.3, б). Во время положительного полупериода напряжения u_aс от­крывается диод VD1, а диод VD2 оказывается закрытым. Поэтому через нагрузку R_н протекает только ток i₂', созда­ваемый верхней половиной вторичной обмотки трансфор­матора.

В следующий полупериод сетевого напряжения поло­жительным относительно точки с оказывается напряжение u_bc,а и_ас — отрицательным. Открытым окажется диод VD2, a VD1 — закрытым. Через нагрузку потечет ток i₂'', создаваемый напряжением u_bc. Таким образом, ток через нагрузку протекает в каждый полупериод сетевого напряжения в одном и том же направлении, создавая на ней пульсирующее напряжение с частотой пульсаций, равной удвоенной частоте сетевого напряжения. Средние значения выпрямленного тока и выпрямленного напряжения в нагрузке

(15.1)

Обычно значения I_ср и U_cpзадаются при расчете вы­прямителя, поэтому выражения (15.1) позволяют опреде­лить амплитудные значения токов и напряжений, дейст­вующих во вторичных обмотках ас и bc трансформатора и нагрузке:

(15.2)

Выражение (15.2) позволяет определить действующие значения тока и напряжения в нагрузке

(15.3)

(15.4)

Через каждую половину вторичной обмотки и через диоды VD1 и VD2 ток протекает лишь в течение одного полупериода, поэтому его среднее значение

(15.5)

а действующее значение

(15.6)

Действующее значение напряжения в каждой половине вторичной обмотки на основании (15.2) определяется по формуле

(15.7)

Выражения (15.6) и (15.7) позволяют рассчитывать мощность Р'₂,развиваемую каждой половиной вторичной обмотки трансформатора:

(15.8)

Из рис. 15.3, а видно, что к аноду закрытого диода прикладывается отрицательное напряжение соединенной с ним половины вторичной обмотки, а к его катоду — положительное напряжение другой половины. Следова­тельно, обратное напряжение, прикладываемое к закрытому диоду,

Для определения коэффициента пульсаций пульсирую­щее напряжение на выходе выпрямителя и(t) представ­ляют рядом Фурье, который при числе пульсаций вы­прямленного напряжения р ≥ 2 имеет вид

В этом выражении •

— постоянная составляющая,

— амплитуда первой гармоники.

Для рассматриваемого выпрямителя р = 2 и коэффи­циент пульсаций

Недостатками двухполупериодного выпрямителя с вы­водом от средней точки вторичной обмотки трансформа­тора являются высокое обратное напряжение, приклады­ваемое к выпрямительным диодам, и усложненная конст­рукция трансформатора.

На рис. 15.4, а показана схема однофазного двухполу­периодного мостового выпрямителя, а на рис. 15.4, б — графики токов и напряжений в его цепях. В выпрямителе

Рис. 15.4. Схема (а) и графики напряжения и токов (б) двухполупе­риодного мостового выпрямителя

используются четыре диода VD1 ...VD4, которые вклю­чаются в проводящее направление попарно: в один полу­период открыты диоды VD3 и VD2, в другой — VD4 и VD1. Напряжение на каждом закрытом диоде равно на­пряжению u₂, поэтому обратное напряжение на диоде не превышает значения U_2m=√2U₂,что в 2 раза меньше, чем в двухполупериодном выпрямителе с выводом от средней точки вторичной обмотки трансформатора. В этом одно из достоинств мостового выпрямителя. Кроме того, он имеет более простую конструкцию трансформатора: не нужно делать дополнительного вывода от вторичной обмотки. Значения I_ср , U_cpв нагрузке и среднего тока, протекающего через выпрямительные диоды, такие же, как и в выпрямителе со средним выходом от вторичной
обмотки. Поэтому коэффициент пульсаций в мостовом двухполупериодном выпрямителе также равен 0,67, или 67 %.

2. 15.3. ОДНОФАЗНЫЕУПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ

На практике часто встречаются случаи, требующие возможности изменения напряжения на выходе выпря­мителя в широких пределах (например, для управления скоростью электродвигателей постоянного тока). В таких выпрямителях применяют управляемые выпрямительные элементы, в качестве которых в настоящее время обычно используют тринисторы. Управляемый выпрямитель от­личается от неуправляемого наличием устройства управ­ления, которое осуществляет управление переводом три-нисторов в проводящее состояние.

На рис. 15.5, а показана схема двухполупериодного управляемого выпрямителя, имеющего вывод от средней точки обмотки трансформатора и работающего на актив­ную нагрузку R_н. Моменты отпирания тринисторов VS1 и VS2 определяются моментами поступления на их управля­ющие электроды импульсов тока i_y1 и i_y2 (рис. 15.5, б), задержанных относительно момента перехода через нуль вторичных напряжений и'₂и и''₂на некоторое время, кото­рое соответствует фазовому углу α, называемому углом управления. В результате форма и длительность импульсов токов, протекающих через открытый тринистор и нагрузку, оказываются иными, чем в аналогичном выпрямителе на выпрямительных диодах, а среднее значение выпрям­ленного напряжения зависит от угла управления и опре­деляется выражением

(15.9)

Рис. 15.5. Схема (а) и графи­ки напряжений и токов (б) двухполупериодного управ­ляемого выпрямителя

При α = 0 выражение (15.9) совпадает с выражением (15.1), а при α≠ 0

(15.10)

Графическую зависимость U_ср.у = f(α), определяемую уравнением (15.10), называют регулировочной характе­ристикой (кривая а на рис. 15.6). Ее вид зависит от характера нагрузки выпрямителя. При индуктивном ха­рактере нагрузки уменьшаются среднее значение выпрямленного напряжения и пределы изменения угла управления α (кривая б на рис. 15.6).

Рис. 15.6. Регулировочные характеристики выпрямителя

СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ

Сглаживающие фильтры предназначены для умень­шения пульсаций выпрямленного напряжения. Их основ­ным параметром является коэффициент сглаживания K_сг, равный отношению коэффициента пульсаций на входе фильтра K_п.вх к коэффициенту пульсаций на его выходе K_п.вых, т.е.

Фильтр не должен существенно влиять на работу вы­прямительных элементов и иметь малое время переходных процессов.

Наиболее простыми являются индуктивный (рис. 15.7, а) и емкостный (рис. 15.7, б) фильтры.

В индуктивном фильтре

Рис. 15.7. Схемы индуктивного (а) и емкостного (б) сглаживающих фильтров

где z_вх и z_вых — модули комплексных сопротивлений со­ответственно на входе и выходе фильтра; I_1m — ампли­туда первой гармоники пульсирующего тока, протекаю­щего через фильтр.

Пренебрегая сопротивлением индуктивности L_фпосто­янному току, получаем:

и

(15.11)

Выражение (15.11) позволяет рассчитать индуктив­ность L_ф по заданному коэффициенту сглаживания:

Достоинствами индуктивного сглаживающего фильтра являются простота конструкции, высокая надежность и большая проходная мощность. Его недостатки–большие габариты и масса, которые прямо пропорциональны сопротивлению нагрузки. При больших сопротивлениях и незначительных токах нагрузки применяют емкостный фильтр (см. рис. 15.7, б).Работа емкостного фильтра основана на различных постоянных времени цепей за­рядки и разрядки конденсатора.

Конденсатор С_ф заряжается через малое внутреннее сопротивление r_i выпрямителя почти до амплитудного значения выпрямленного напряжения (рис. 15.8) с посто­янной времени τ_зар = r_i С_ф. При и_вх< и_Сфконденсатор С_ф

Рис. 15.8. Графики входного (и_вх) и выходного (и_Сф) напряжений
емкостного сглаживающего фильтра

разряжается через R_н с постоянной времени τ_раз = R_нС_Ф. Так как R_н » r_i, то τ_раз » τ_зар, и разрядка конденсатора происходит более медленно, чем его зарядка. В резуль­тате амплитуда пульсаций выпрямленного напряжения при наличии конденсатора С_ф оказывается значительно меньше, чем без такого конденсатора.

Для увеличения коэффициента сглаживания приме­няют более сложные фильтры, состоящие из последова­тельного и параллельного звеньев (рис. 15.9, а).

Рис. 15.9. Функцианальная (а) и принципиальные (б,в) схемы сглаживающих Г-образных фильтров

Для переменной составляющей выпрямленного тока сопротив­ление последовательного звена должно быть значительно больше, чем параллельного. Примерами этих фильтров являются индуктивно-емкостный (рис. 15.9, б) и резисторно-емкостный (рис. 15.9, в),а также более сложные фильтры, состоящие из двух или более последовательно включенных LC- или RС-фильтров.

Более высоким коэффициентом сглаживания обла­дают фильтры, содержащие активные элементы, в ка­честве которых чаще всего используются транзисторы. Схема одного из таких фильтров приведена на рис. 15.10, а.

Рис. 15.10. Схемы транзисторных сглаживающих фильтров

При наличии пульсаций во входном напряжении на резисторе R1 создается также пульсирующее напряжение. Переменная составляющая этого напряжения через кон­денсатор С1 прикладывается к эмиттерному переходу транзистора VT1. Фазы напряжений, действующих на входе и между базой и эмиттером транзистора VT1, совпа­дают, поэтому при увеличении напряжения и_вх транзистор VT1 подзапирается, его сопротивление r_КЭувеличивается, что приводит к уменьшению изменения тока i_н, протекаю­щего через нагрузку. При уменьшении и_вх, наоборот, сопротивление транзистора уменьшается, и изменения тока i_н также оказываются меньше. Таким образом, дан­ный фильтр как бы следит за всеми быстрыми измене­ниями напряжения на входе и регулирует сопротивление транзистора проходящему через него току нагрузки таким образом, что выходное напряжение фильтра изменяется значительно слабее, чем напряжение на его входе. Коэф­фициент сглаживания такого фильтра можно рассчитать по формуле

где К_п.ф – коэффициент пульсаций фильтра.

Недостатком рассмотренного фильтра является умень­шение напряжения на нагрузке за счет падения напряже­ния на резисторе R1. Поэтому часто применяют транзи­сторный фильтр, схема которого показана на рис. 15.10, б. Сглаживание пульсаций в таком фильтре происходит вследствие различия сопротивлений транзистора постоян­ному и переменному (пульсирующему) токам, поэтому постоянная составляющая напряжения и_вх передается на выход фильтра со значительно меньшим (в 50...200 раз) ослаблением, чем переменная.