Сопровождения на общий антенно-фидерный тракт

В передатчиках с раздельными усилительными трактами сигналов изображения и звукового сопровождения необходимо обеспечить независимую работу на общую антенно-фидерную систему. Непосредственно подключить их к общему фидеру нельзя, т.к. вследствие взаимного влияния выходные ступени испытывают перегрузки, что приводит к появлению нелинейных искажений и перекрёстной модуляции. Независимая работа в этом случае обеспечивается с помощью разделительного фильтра (см. рис.10.2).

Разделительные фильтры создаются с использованием мостов на коаксиальных линиях. В качестве примера два варианта таких мостов представлены на рисунках 10.8 и 10.10. Первый из них состоит из двух квадратных мостов с внутренними резонаторами.

Рисунок 10.8 – Разделительный фильтр с двумя мостами и

режекторными резонаторами.

Каждая сторона мостов выбирается равной четверти длины волны, соответствующей частоте fф, которая располагается между средней частотой канала изображения fср и несущей канала звукового сопровождения fзв ( см. рис.10.9).

Рисунок 10.9 – Резонансные частоты разделительного

фильтра с режекторными резонаторами.

В точках объединения мостов (2,3) включаются резонаторы, представляющие собой разомкнутые отрезки коаксиальных линий длиной λзв/2. От одного края каждого резонатора до точки объединения расстояние выбирается равным λср/4.

В узлах 2,3 полуволновые разомкнутые резонаторы имеют большое сопротивление на частоте fзв и не влияют на прохождение сигналов передатчика звукового сопровождения. На частоте fср четверть-волновые разомкнутые резонаторы создают в узлах 2 и 3 режим короткого замыкания, поэтому сигнал передатчика изображения (ПИ) проходит непосредственно в антенно-фидерный тракт, т.к. горизонтальные плечи его моста представляют собой четверть волновые короткозамкнутые отрезки линий с очень большим входным сопротивлением («металлические изоляторы»).

Сигнал передатчика звукового сопровождения (ПЗ) проходит в антенный фидер через узлы 4 – 2 – 3 – 6. На вход ПИ сигнал ПЗ попадает двумя путями через узлы 4 – 2 – 1, и 4 – 5 – 6 – 1. Поскольку разность этих путей ≈ λзв/2, кажущееся сопротивление для fзв в узле 1 со стороны узла 2 будет близким к 0 , а входное сопротивление линии 2 – 1 очень велико. Аналогично в сторону балластной нагрузки сигнал ПЗ проходит по направлениям 4 – 5 и 4 – 2 – 3 – 5, также с разностью ≈ λзв/2. Таким образом, входное сопротивление отрезка 4 – 5 для частоты fзв также очень велико. Таким образом, в узлы 1 и 5 сигнал от ПЗ попадает лишь вследствие неравенства fзв ≠ fф. От передатчика ПИ сигнал проходит к ПЗ также только вследствие неравенства fср ≠ fф. Мощность передатчиков, которая проходит через развязывающие цепи, поглощается в балластной нагрузке.

Поскольку различие резонансных частот фильтра обычно не превышает 2 ÷ 8 %, фильтр рассмотренного типа обеспечивает взаимную развязку передатчиков порядка 35 ÷ 40 дБ.

Рисунок 10.10 – Развязывающий фильтр на квадратурных мостах.

Развязывающий фильтр, представленный на рисунке 10.10 собран на двух квадратурных мостах (М1, М2) и полосно-заграждающих фильтрах (ПЗФ). Резонаторы ПЗФ настраиваются таким образом, что граничные частоты полосы задержания точно соответствуют полосе канала изображения и не препятствуют прохождению сигнала звукового сопровождения.

Сигнал передатчика изображения с помощью моста М2 расщепляется на две квадратурные составляющие (со сдвигом по фазе 90⁰), которые, отражаясь от ПЗФ, складываются на входе в фильтр гармоник (ФГ) и взаимно компенсируются на выходе ПИ. Часть мощности ПИ, которая всё таки проникает через ПЗФ, поглощается в балластной нагрузке моста М1 и компенсируется на выходе ПЗ.

Сигнал передатчика звукового сопровождения с помощью моста М1 также расщепляется на квадратурные составляющие, которые свободно проходят через ПЗФ и складываются на входе ФГ. На выходе ПИ они взаимно компенсируются.

Важным достоинством такой схемы является возможность дополнительной фильтрации нижней боковой полосы сигнала изображения, которая частично регенерируется за счёт нелинейных искажений в усилительном тракте ПИ. Составляющие регенерированной боковой полосы не задерживаются ПЗФ и поглощаются в балластной нагрузке моста М1 не возвращаясь в антенно-фидерный тракт.

К недостаткам такой схемы следует отнести весьма жёсткие требования к ПЗФ, т.к. неравномерность их амплитудно-частотных и нелинейность фазо-частотных характеристик существенно искажает амплитудно-частотную характеристику канала изображения.

По уровню развязки передатчиков телевизионной радиостанции этот разделительный фильтр не хуже предыдущего.

11 Радиопередатчики цифровой информации

Исторически передача информации на расстоянии впервые осуществлялась (в современном понимании) именно в цифровой форме. Таковыми безусловно были «азбука» Морзе, телеграфный код Боде, при использовании которых передача информации осуществлялась в виде последовательности токовых и безтоковых посылок. В современном понимании цифровой сигнал это последовательность элементарных символов, обозначаемых как «0» и «1», сочетание которых в определённом порядке (коде) позволяет зашифровать и передать практически любую информацию. Элементарный символ получил название «бит», а группа символов из 8 битов (2³) образовали своеобразное слово «байт». 1024 байта (2¹⁰) назвали «килобайт»; 2¹⁰ килобайт – «мегабайт», и т.д. - «гигабайт», «терабайт»….

Скорость передачи цифровой информации оценивается числом битов (байтов) передаваемых в секунду. Единица измерения скорости при телеграфии получила название «бод» (бит/с). В литературе, посвящённой передаче цифровой информации, на ряду с термином бод используются термины бит/с, кбайт/с и т.д.. Следует иметь в виду, что в современных телекоммуникационных системах понятие бод и бит/с не совпадают, т.к. в таких системах одному символу могут соответствовать десятки – сотни битов инфор-мации. Кроме этого, бодами выражают полную ёмкость канала, включая служебные символы (биты), если они есть. Эффективная же скорость канала выражается, например битами в секунду (бит/c, bps), несущими основную информацию.

Для передачи цифрового сигнала по радиоканалу его необходимо перенести на несущую частоту. Этот процесс осуществляется аналогично модуляции и называется «манипуляция» (используется и термин «телеграфия»). Соответственно возможна амплитудная телеграфия (АТ), частотная (ЧТ), фазовая (ФТ). Возможны и комбинированные способы манипуляции, например амплитудно-фазовая.

Амплитудная манипуляция

Амплитудная манипуляция, именуемая в зарубежной и переводной литературе как ASK (amplitude switching key), относится к простейшему виду манипуляции, применяемому в очень редких, как правило, экстремальных ситуациях.

На рисунке 11.1 представлена форма спектра исходного информационного сигнала для случая периодической и случайной последовательностей 0 и 1. В первом случае спектр цифрового сигнала имеет дискретный характер, в котором отсутствуют гармоники битовой частоты F=1/T (или чётные гармоники частоты импульсной последовательности F/2). Во втором случае, спектр - сплошной. При этом огибающая спектра описывается выражением 11.1.

(11.1)

Рисунок 11.1 – Спектры битовой последовательности

Способ осуществления АТ иллюстрируется рисунком 11.2 и заключается по существу в амплитудной модуляции несущего колебания импульсным сигналом.

Рисунок 11.2 – Амплитудная манипуляция

Спектр импульсов прямоугольной формы теоретически бесконечен и не пригоден для передачи по каналам с ограниченной полосой. Поэтому импульсы «скругляют» существенно ограничивая полосу их спектра с помощью фильтров нижних частот. В качестве таких фильтров часто используют фильтры с «гауссовской» характеристикой, которые превращают прямоугольные импульсы в колоколообразные, как показано на рисунке 11.3.

Спектр амплитудной манипуляции формируется также как спектр амплитудной модуляции.

Рисунок 11.3 – Спектры при амплитудной манипуляции

В передатчике амплитудную манипуляцию осуществляют одновременно в двух ступенях усилительного тракта по цепи смещения на управляю-

щем электроде АЭ. Это необходимо в связи с тем, что при манипуляции одной ступени на управляющем электроде АЭ остаётся немодулированное напряжение возбуждения, которое через проходную ёмкость закрытого АЭ проходит к последующим усилительным каскадам и в результате значительного усиления может полностью перекрыть паузу между радиоимпульсами. При манипуляции в двух ступенях на входе второй из них возбуждение практически отсутствует; в результате обеспечивается надежное запирание в паузах всего передатчика.

Режим работы усилительных каскадов передатчика при АТ выбирают слабо перенапряжённым, в котором происходит ограничение сигнала по амплитуде выходного напряжения. Тем самым обеспечивается стабильность уровня радиоимпульсов и устраняется фоновая модуляция по управляющему электроду АЭ. При этом, однако, существенно повышаются требования к характеристикам источника коллекторного питания выходной ступени, т.к. переходные процессы в фильтре выпрямителя могут привести к значительному искажению формы радиоимпульса, а при колебательном переходном процессе возможно даже его дробление. Эта особенность иллюстрируется рисунком 11.4.

Рисунок 11.4 – Переходный процесс в источнике

коллекторного питания

К достоинствам АТ можно отнести простоту практической реализации. Основной недостаток - очень низкая помехоустойчивость, т.к. в паузах радиосигнала помеха может изменить значение бита информации ( например, с 0 на 1).

Частотная манипуляция

При частотной манипуляции (ЧТ, FSK) 0 и 1 соответствуют различные значения несущей частоты при постоянной амплитуде. Отсутствие пауз в сигнале существенно повышает отношение сигнал/помеха, что и определяет преимущество ЧТ перед АТ.

Простейший вариант реализации ЧТ представлен на рисунке 11.5.

Рисунок 11.5 – Частотная манипуляция

Телеграфный ключ S в соответствии с последовательностью 0 и 1 переключает на вход усилителя мощности частоты генераторов f1, f2. Причём 0 обычно соответствует меньшая из них. Поскольку генераторы в такой схеме работают независимо друг от друга, в момент перехода от одной частоты к другой происходит скачкообразное изменение фазы, т.е. помимо частотной манипуляции возникает паразитная фазовая манипуляция. Это приводит к заметному расширению полосы частот занимаемых сигналом.

На практике используется другая схема ЧТ, в которой исключается разрыв фазы в момент изменения частоты. Такая схема представлена на рисунке 11.6.

Рисунок 11.6 – Схема ЧТ без разрыва фазы

На вход смесителя (СМ) от высокостабильного возбудителя подаются две частоты f и Δf. На выходе смесителя получают две частоты со сдвигом 2Δf. Информационный битовый поток переключает эти частоты с помощью электронного коммутатора (ЭК). В результате на выходе ЭК ( в узле «а»)частотная манипуляция ни чем не отличается от ЧТ в схеме на рисунке 11.5, т.е. манипуляция происходит с разрывом фазы. Чтобы устранить скачки фазы в моменты перехода с одной частоты на другую, в схему введён управляемый автогенератор (ГПД), частота которого приводится к частотам f ±Δf c помощью системы автоподстройки, включающей смеситель (СМ), фильтр нижних частот (Ф) и управляющий элемент (УЭ). Аналогичные системы автоподстройки частоты уже рассматривались в разделах 5 и 9.

Поскольку контур автогенератора является инерционной системой, напряжение на его выходе не может измениться скачком при смене частоты. В результате паразитная фазовая модуляция устраняется.

Для анализа спектра частотной манипуляции представим сигнал ЧТ в виде суммы двух сигналов с амплитудной манипуляцией (см. рисунок 11.7) на разных несущих частотах. Спектр каждого из этих сигналов нам известен из раздела 11.1. Суммируя спектры сигналов с АТ, получим спектр частотной манипуляции.

Рисунок 11.7 – Спектр частотной манипуляции

Анализируя спектр ЧТ, можно сделать вывод, что сдвиг частот 2Δf не должен превышать полосы частот, занимаемых спектром составляющих его сигналов АТ’ и АТ”. В противном случае, наложение спектров 0 и 1 друг на друга будет создавать взаимные помехи при приёме.

Наложение спектров допустимо лишь в случае ортогональности сигналов АТ’ и АТ”на интервале Т. Для этого необходимо выполнить условие

Вычисляя интеграл, получим

Поскольку (ω2+ω1) >> (ω2 -ω1), вторым слагаемым в полученном выражении можно пренебречь. В результате получаем условие ортогональности (взаимной независимости) сигналов АТ’ и АТ” в виде.

sin2π(f2 -f1)T = sin4πΔf∙T=0 или

2Δf=n/2T (11.2)

Здесь n – любое целое число. Таким образом, минимальный сдвиг частот, при котором обеспечивается ортогональность сигналов АТ’ и АТ” равен 1/2Т (напомним, что Т – длительность элементарной посылки).

Частотная манипуляция с таким сдвигом частот получила название «минимальная частотная манипуляция» (MSK). Этот вид манипуляции широко используется в системах мобильной радиосвязи (GSM, DECT).