Сигналы и их обработка в аппаратуре потребителя

Сигналы опорных станций. Опорные станции (ОС) рассматривае­мой системы излучают непрерывные ФМС, фаза несущего колебания ко­торых принимает значения 0 или π в зависимости от того, какое значение (0 или 1) имеет соответствующий элемент модулирующей ко­довой последовательности. Последняя по условию представляет собой код Хаффмана (М-последовательность), содержащий N_э элементов длительностью τ_к и повторяющийся с периодом Т_п.к. Период пов­торения кода выбирается из условия однозначности дальнометрии:

, (4.1)

где R_max - максимальная измеряемая дальность.

Код Хаффмана относится к классу бинарных (двоичных) линей­ных рекуррентных последовательностей максимального периода ([1], с. 58... 64). Максимальный период повторения такой последователь­ности составляет

, (4.2)

где m - "память" последовательности, определяемая степенью формирующего код полинома.

Для образования кода Хаффмана ([16], § 3.2) необходимо задать произвольную начальную комбинацию из m символов (элемен­тов) кода d₁, d₂, ... ,d_m, называемую начальным блоком или базисом кода. В коде Хаффмана значения d_i равны 1 или 0. Последующие N_э-m символов кода определяются по рекуррентному правилу:

(4.3)

где умножение и сложение производится по модулю 2; a_i - коэф­фициенты, принимающие значения 0 или 1 в зависимости от того, имеется или нет i-тый член в формирующем код полиноме степени m. Число таких полиномов ограничено и зависит от m. В работе [16] приведены все возможные полиномы р(х) для m ≤ 13. Так, например, при m = 6 один из трех возможных полиномов имеет вид р(х) = х⁶ + х⁵ + х² + х + 1, которому соответствует двоич­ная форма 1100111. Здесь а₃ = а₄ = 0, остальные а_i = 1.

Принцип построения кода Хаффмана очевиден из следующего примера, в котором принято m = 4. Формирующий полином в этом случае имеет вид: р(x) = х⁴ + х + 1. Этому полиному соответст­вует двоичная форма 10011, где a₀ = a₁ = a₄ = 1 и a₂ = a₃ = 0. Зададимся произвольным начальным блоком, например, 1000. Тогда код Хаффмана (М-последовательность) будет 100011110101100. Так как d₁, d₂, d₃, d₄ определяются начальным блоком, то из (4.3) следует

и т.д. до i = N_э = 15.

Корреляционная функция (КФ) кода Ψ_к(τ) имеет основной выброс, длительность которого на уровне 0,5 от максимума составляет τ_к, а на нулевом уровне - 2τ_к· Этот выброс повторяется с периодам τ =Т_п.к. Уровень боковых выбросов КФ составляет (в процентах)

. (4.4)

На рис. 4.1 для примера показан простейший ФМС (семизнач­ный код Баркера) и соответствующая ему корреляционная функция ψ_с(τ). Последняя определяется соотношением

. (4.5)

где ω - несущая частота ФМС.

Ширина спектра ФМС

. (4.6)

РИС. 4.1

Принцип обработки ФМС. Наиболее широкое применение в аппара­туре потребителей (АП) систем с непрерывным ФМС получила корре­ляционная обработка сигналов ([15], гл.8). Такая обработка поз­воляет использовать одни и те же устройства как при обнаружении сигнала ([13], § 2.5), так и при измерении его информативного параметра ([13], § 4.2), получая при этом близкие к оптимальным результаты.

Обобщенная схема устройства, реализующего корреляционную обработку сигнала, показана на рис, 4.2,а. Принятый сигнал U_c пос­тупает с выхода усилителя промежуточной частоты приемника Прм на коррелятор Кор, куда подается также опорный сигнал U_oп. Послед­ний формируется блоком ФОС в момент t₀ начала излучения кода ФМС опорной станцией и представляет собой "копию" этого ФМС. За­держка t_M опорного сигнала относительно момента t₀ меняется с помощью управляющего сигнала УС.

РИС. 4.2, а)

Коррелятор состоит из перемножителя Пм и устройства обработки УО. На выходе Пм действует сигнал

(4.7)

где Ρ ( * ) - модулирующий код; φ - случайная фаза; ω - сдвиг частоты опорного сигнала, выбираемый из условия упрощения реали­зации УО и равный обычно нескольким мегагерцам.

Произведение кодов определяет амплитуду сигнала U_п, кото­рая достигает максимума при t_M = t_R, когда полностью устра­няется модуляция принимаемого сигнала. В реальной АП перемножитель Пм называют демодулятором.

Устройство обработки УО вычисляет по сигналу U_п либо кор­реляционный интеграл z(τ), либо его производную z'(τ), где τ = t_R - t_м. Корреляционный интеграл z(τ) пропорционален КФ кода Ψ_к(τ) и используется при обнаружении сигнала.

Для формирования производной z'(τ) = d z(τ)/dτ, ко­торая определяет дискриминационную характеристику при слежении за сигналом, необходимы две "копии" сигнала, сдвинутые на величину ± Δ относительно регулируемой задержки t_М ([13], § 4.2). При этом в общем случае требуется двухканальная обработка сигнала. В рассматриваемых системах часто применяют одноканальную схему, а опорные сигналы U_оп (t, t_M + Δ) и U_оп (t, t_M - Δ) подают от ФОС поочередно с периодом Т_к, включая в схему комму­татор в точку "А" и предусматривая запоминание в У0 получаемых сигналов с целью вычисления z(τ) или z'(τ). Одноканальная схема обработки обладает тем достоинством, что в ней не требует­ся поддержание одинаковыми параметров обоих каналов УО.

В устройстве обработки предусматривается квадратурная схема (рис. 4.2, б), которая позволяет получить независимые от случай­ной фазы и неизвестной амплитуды результаты ([16], п. 2. 3.3). Здесь сигнал рассогласования по фазе с фазовых детекторов ФД ин­тегрируется в Инт, преобразуется в АЦП в цифровую форму и подается в блок цифровой обработки БЦО. Задача БЦО заключается в вычисле­нии функций М_Σ и М_Δ, которые являются аналогами z(τ) и z'(τ) соответственно ([15], § 8.5). Когда на входе перемножителя Пм действует опережающий опорный сигнал U_оп (t, t_M + Δ), рассматриваемый БЦО выполняет операцию

,

а при запаздывающем опорном сигнале U_оп (t, t_M - Δ)

,

где n = Τ_κ /Τ_п.к. Чем больше n, тем выше достоверность по­лучаемых результатов, но зато больше времени требуется на обра­ботку сигналов. Обычно n = 4 … 5. Управление очередность этих операций производится с помощью сигнала переключений СП. Сиг­налы, накопленные на интеграторах Инт, сбрасываются в начале каж­дого периода повторения кода (сигнал сброса интеграторов ССИ).

Заключительными операциями блока цифровой обработки являются:

Μ_Σ = М₀ + M_з. (4.8)
М_Δ = M₀ - М_з. (4.9)

Эти операции выполняются с запомненными значениями М₀ и М_з.

РИС. 4.2, б)

Структурная схема аппаратуры потребителя. Упрощенная схема возможного варианта АП, в котором учтены отмеченные выше особенности, приведена на рис.4.3.

РИС. 4.3

Принятый от опорной станции сигнал после усиления в УРЧ пе­реводится в смесителе См на промежуточную частоту и усиливается в УПЧ. Последний должен иметь эффективную автоматическую регулировку усиления АРУ, которая поддерживает постоянным уровень сиг­нала, поступающего на устройства обработки.

Обработка ФМС выполняется с помощью корреляционного метода и начинается с его демодуляции. В демодуляторе Дм принятый сигнал U_C с несущей частотой, равной промежуточной частоте ω_п.ч, умно­жается на опорный ФМС, имеющий частоту ω_п.ч - ω. Выходное нап­ряжение демодулятора описывается соотношением (4.7).

Поиск сигнала. В рассматриваемой схеме применен последова­тельный поиск сигнала ([15], гл.9; [16], § 5.4). Считается, что несущая частота ФМС известна. Поэтому поиск производится толь­ко по задержке (по дальности). В самой неблагоприятной ситуации анализу подвергается диапазон задержек от нулевой до Т_пк. Пре­дусмотрено дискретное изменение задержки t_M опорного сигнала с дискретом Δ = τ_к,. При этом число анализируемых элементарных ячеек по задержке

· (4.10)

Требуемая достоверность обнаружения сигнала достигается, как указывалось выше, за время Т_к = nТ_П.К, т.е. каждая из эле­ментарных ячеек с учетом необходимости анализа как при опережаю­щем, так и при запаздывающем кодах анализируется 2n раз подряд. Это означает, что каждое значение задержки t_M = кΔ, где к = О, 1, 2, .... , Ν_я, сохраняется в течение 2n периодов повторения кода. Если за время 2 nТ_П.К сигнал не обнаружен, то t_M увеличи­вается на Δ и процесс поиска продолжается.

Максимальное время поиска сигнала составляет

. (4.11)

Процесс поиска в AП протекает следующим образом.

Опорный генератор ОГ (местный эталон времени), входящий в синтезатор частот СЧ, в моменты времени t₀ = iΤ_п.к (i = 1, 2, 3, ... ) вырабатывает синхросигнал СC. Эти моменты должны соот­ветствовать моментам начала формирования ФМС на опорной станции. Синхросигнал CС задерживается в устройстве управления задержкой УУЗ на время t_M и в момент t_н = t₀ + t_M запускает генера­тор кодов ГК, который создает два сдвинутых друг относительно дру­га на τ_к кода, аналогичных коду опорной станции. Полученные ко­ды подаются на фазовый модулятор ФМ, на выходе которого образует­ся задержанный на t_M опорный ФМС. Коммутатор Ком служит для пооче­редной (с периодом Т_к = nТ_П.К) подачи на ФМ опережающего и запаз­дывающего кодов и управляется сигналом коммутации СП от УУЗ.

После частичной или полной (в зависимости от соотношения t_M и t_R) демодуляции в демодуляторе Дм сигнал подается на устройст­во квадратурной обработки УКО, где по алгоритму (4.8) вырабатыва­ется сигнал, пропорциональный М_Σ. Если уровень этого сигнала меньше порогового значения, то ключ Кл остается в положении, соот­ветствующем поиску сигнала, и через него на УУЗ продолжают посту­пать тактовые импульсы ТИ с синтезатора частот СЧ. Логическая схема УУЗ в момент t_н выдает сигнал сброса интеграторов ССИ для устройства квадратурной обработки УКО, а через интервал времени nТ_П.К - сигнал переключения СП для коммутатора Ком и блока цифровой обработки БЦО устройства УКО (см. рис. 4.2,6). В момент окончания второго из интервалов nТ_П.К задержка t_M под действием тактового импульса увеличивается на Δ = τ_к и описанный процесс повторяется.

Когда сигнал, пропорциональный М_Σ, превысит порог обнару­жения, схема захвата СЗ замыкает ключом Кл цепь обратной связи следящей системы и дальномер переходит в режим слежения по даль­ности. При этом, как следует из сказанного, сохраняется то зна­чение задержки t_M в УУЗ, при котором было достигнуто примерное совпадение опорного и принятого сигналов.

Режим слежения. В этом режиме используются те же устройства, которые принимали участие в поиске сигнала. Разница заключается только в том, что изменением задержки теперь управляет сигнал, про­порциональный Μ_Δ, снимаемый с устройства квадратурной обработ­ки УКО. При этом сигнал обнаружения СО включает устройство слеже­ния за задержкой, входящее в УУЗ, которое плавно изменяет t_M в пределах дискрета Δ по сигналу Μ_Δ.

Значение R определяется по снимаемому с УУЗ коду, содержаще­му информацию о установившемся значении t_M = t_R.

Генерирование кода Хаффмана. Вопросы получения кодов хаффмана (М-последовательностей) выходят за рамки данного пособия, пос­кольку они рассматриваются в соответствующих курсах. Ниже приво­дится только пример, преследующий цель напомнить читателю основ­ные принципы построения генераторов такого кода. В качестве при­мера выбран простейший генератор кода Хаффмана с "памятью" m = 4 и формирующим полиномом вида p(x) = х⁴ + х + 1 ([16], гл.4).

Структурная схема генератора выбранного для примера кода показана на рис. 4.4. Основой генератора является регистр сдвига PC с обратными связями, необходимыми для реализации правила (4.3) вычисления символов кода d_i. Число триггерных ячеек регистра должно быть равно "памяти" последовательности m.

РИС. 4.4

По первому после включения AП синхросигналу СC в регистр с помощью устройства УВНБ вводится выбранный начальный блок последо­вательности. На время его ввода цепь подачи на PC тактовых импуль­сов ТИ обрывается электронным ключом ЭК. Тактовые импульсы служат для сдвига двоичных символов, записанных в ячейки PC. При исполь­зовании правила (4.3) умножение на а₁, ... ,а_m означает на­личие (при а_i = 1) или отсутствие (при а_i = 0) связи соответст­вующей триггерной ячейки с сумматором Σ. Суммирование выполня­ется по модулю 2.

Заметим, что генерируемая последовательность может сниматься не только с выхода сумматора, но и с любого триггера PC. При этом получаемая последовательность будет иметь тот же вид, что и пос­ледовательность, снимаемая с выхода сумматора, но будет сдвину­та относительно ее. Так последовательности, снимаемые с соседних триггерных ячеек PC будут сдвинуты друг относительно друга на τ_к, что можно использовать для получения опережающего и запаздывающего кодов в рассмотренной выше АП.