Уточнение принципиальной схемы каскада

В данном подразделе необходимо выявить окончательный вид и состав принципиальной схемы всего каскада. Кроме транзистора, ЦС и ёмкости ней­трализации в каскад входят цепи питания и смещения. Кроме того, следует окончательно выбрать номиналы применяемых пассивных элементов, исхода из стандартных рядов значений.

Переходим к расчёту цепи смешения постоянного напряжения на базе. Как видно из результата расчёта по формуле (3.11), требуемое напряжение смещения на базе оказалось меньше нуля. Отрицательные смещения возможно реализовать не только применением общеизвестного базового делителя, но и использованием специальной цепи автоматического базового смещения, для которой не требуется дополнительного внешнего источника питания (в отличие от базового делителя). Это связано с тем, что при положительных смещениях мощность, требующаяся для обеспечения постоянного уровня на­пряжения на базе, потребляется от источника напряжения смещения. При от­рицательных смещениях эта мощность, наоборот, вычитается из действую­щей на входе каскада переменной мощности возбуждения и, поступая в ис­точите смещения, «заряжает» его. Термин «заряжает» полностью справедлив, только если в качестве источника смешения используются реактивные элементы (конденсатор или дроссель) или аккумулятор.

К сожалению, в данном каскаде цепь автосмещения неприменима, т.к. её напряжение определяется постоянной составляющей входного тока, которая изменяется в зависимости от изменения амплитуды напряжения на входе, а амплитуда напряжения - это переменная величина, поскольку в предыдущем каскаде происходит амплитудная модуляция. Исходя из этого, воспользуемся для смешения постоянного напряжения на базе транзистора обычным базо­вым делителем. Недостаток этой схемы - использование дополнительного ис­точника напряжения смещения. Принципиальная схема используемого мето­да создания базового смещения приведена на рисунке 3.9.

Рисунок 3.9

Отличие базового делителя при отрицательных смещениях - полное от­сутствие протекания через его резисторы постоянной составляющей базового тока. Это связано с тем, что делитель и вход транзистора включены парал­лельно и их разделяет высокочастотный дроссель L_бл. Этот дроссель предот­вращает прохождение высокочастотной составляющей тока, протекающего с выхода предыдущего каскада к точке соединения резисторов R1 и R2. А кро­ме высокочастотного гармонического переменного тока больше никакой ток между названными точками появиться не может. Так происходит, поскольку ток от выхода предыдущего каскада к точке соединения резисторов R1 и R2 может быль вызван только наличием разности потенциалов между этими точ­ками. Но данная разность потенциалов изменяется по чисто гармоническому закону колебаний высокой частоты без всякой отсечки (отсечка импульсов) тока есть только у той его составляющей, которая протекает от выхода пре­дыдущего каскада в базу транзистора), а высокую частоту дроссель L_бл, не пропускает. Именно поэтому через базовый делитель протекает только по­стоянный ток самого делителя, вызванный наличием напряжения источника смешения Есм.

Рассчитаем параметры цепи базового смещения. Для этого изначально зададимся величиной постоянного тока, протекающего через резистивный делитель, а также величиной отрицательного напряжения источника питания цепи базового смещения из стандартного ряда значений. Пусть I_дел = 50 мА и Есм= -3 В. Исходя из этого рассчитаем номиналы элементов:

Определим мощность, на которую должны быть рассчитаны резисторы R1

Как видим, мощности, рассеиваемые резисторами, не превышают 125 мВт, поэтому выберем для конструируемого радиопередатчика в качестве ре­зисторов базового делителя оконечного каскада резисторы марки МЛТ-0,125, являющиеся наиболее дешёвыми и имеющими разброс номиналов 10%.

Перейдём к расчёту цепи коллекторного питания. Существуют два ос­новных способа подачи напряжения питания к каскаду, схема которого при­ведена на рисунке 3.7, -последовательный (рисунке 3.10) и параллельный (ри­сунок 3.11).

При последовательном способе источник коллекторного питания посто­янный ток от источника питания беспрепятственно проходит последовательно через контур (его катушку индуктивности) к коллектору транзистора. В параллельной схеме напрямую параллельно коллектору транзистора источник питания включить нельзя, т.к. он обладает малым выходным сопротивлением во всей полосе частот, что зашунтирует колебательный контур. Чтобы этого не происходило, приходится использовать дроссель L_бл, который сильно уве­личивает выходное сопротивление источника коллекторного питания на ра­бочей частоте, исключая, тем самым, шунтирование. При этом выходное со­противление источника питания по постоянному току остаётся неизменно малым.

Конденсаторы С_бл в обеих схемах призваны замкнуть путь переменной составляющей тока не через источник питания, а через их ёмкостное сопро­тивление (конденсаторов). Эти конденсаторы можно и не ставить, если ис­точник питания в своём составе их содержит.

Достоинством последовательной схемы питания является отсутствие до­полнительного дросселя, однако, для используемого П-образного контура со­гласования она неприменима, т.к. (рисунок 3.2) между катушкой индуктивно­сти L0 и коллектором транзистора содержится разделительный конденсатор СО, который постоянный ток, в отличие от L0, не пропустит. Кроме того, при подключении источника питания параллельно конденсатору С2 (что требует­ся для последовательного коллекторного питания) постоянный ток потечёт через нагрузку, что недопустимо. Из этих соображений применим параллель­ное коллекторное питание. Рассчитаем номиналы элементов цепи питания:

Как видно из результатов расчёта по последним выражениям, значения номиналов элементов L_бл, С_бл для обеих цепей (коллекторного питания и ба­зового смещения) оказались невыполнимо малы. Конденсатор С_бл можно из схемы исключить, т.к. значение его ёмкости сравнимо с ёмкостью подводя­щих проводов и ёмкостью монтажа. Эти паразитные ёмкости сами обеспечат замыкание переменной составляющей тока. Что же касается блокировочных дросселей, то мы рассчитали только минимально требуемые значения индуктивностей. Бели выбрать большие номиналы, то разделение переменной и по­стоянной составляющей тока произойдёт в дросселе ещё эффективнее. Исхо­дя из этого, примем номиналы обоих блокировочных дросселей равным 1 мкГн. Такая величина индуктивности, можно считать, является минимально реализуемой. Одинаковые номиналы индуктивностей облегчат их изготовле­ние.

Для точной подстройки резонансной частоты выходного контура и ввода транзистора в критический режим вместо конденсаторов СО и С2 будем ис­пользовать подстроенные конденсаторы переменной ёмкости. Их номиналы следует выбрать вблизи рассчитанных, но несколько больше с учётом того, что в реальном устройстве может потребоваться изменение ёмкости как в меньшую, так и в большую сторону.

Выберем номиналы элементов из стандартного ряда значений Е24. Этот ряд предполагает разброс номиналов в пределах 10%, что нас устраивает, т.к. элементы, обладающие таким разбросом значений, - наиболее дешёвые.

При­ведём значения ряда:

1.0 1.3 1.8 2.4 3.3 4.3 5.6 7.5

1.1 1.5 2.0 2.7 3.6 4.7 6.2 8.2

1.2 1.6 2.2 3.0 3.9 5.1 6.8 9.1

Чтобы получить номинал радиоэлемента, необходимо значение из ряда помножить на 10 в соответствующей степени.

Исходя из этого, в заключение данного подраздела и всего раздела в це­лом, приведём окончательную принципиальную схему каскада (рисунок 3.12).

Рисунок 3.12. Окончательная принципиальная схема каскада

4 РАСЧЁТ МОДУЛИРУЕМОГО КАСКАДА

4.1 Теория базовой модуляции и предварительные расчёты

При базовой модуляции в такт с модулирующим сигналом изменяется напряжение смещения на базе, а амплитуда напряжения возбуждения и на­пряжение коллекторного питания остаются постоянными. При изменении на­пряжения смещения, т.е. при изменении положения рабочей точки, происхо­дит одновременное тиснение высоты импульса коллекторного тока и его уг­ла отсечки, что приводит к эффективному изменению амплитуды первой гармоники анодного тока, в чём и заключается эффект модуляции высокочастот­ного сигнала.

Следует помнить, что эффект модуляции имеет место лишь при работе с отсечкой коллекторного тока. В случае же работы без отсечки тока, т.е. в линейном режиме, амплитуда первой гармоники коллекторного тока меняться не будет и только постоянная составляющая коллекторном тока будет ме­няться по закону модулирующего сигнала.

При базовой модуляции недопустим заход в перенапряженный режим .Поэтому будем считать, что модуляция осуществляется при работе с от­сечкой коллекторного тока в области недонапряженного режима. С другой стороны известно, что недонапряженный режим обладает рядом недостатков. Главный – низкое использование коллекторного питания и, как следствие, низкий к.п.д коллекторной цели. Поэтому стремятся сделать режим, по воз­можности, близким к критическому. Фактически, максимальный режим при базовой модуляции делают критическим.

Таким образом, расчёт каскада начинают с максимального режима, принимая напряженность режима критической, При этом мощность, которую должен отдать транзистор в максимальном режиме, определяют по формуле [1]:

Вт, (4.1)

где = 1,1 - коэффициент производственного запаса;

- заданная максимальная мощность возбуждения последующего каскада;

- КПД контура.

Поскольку оконечный каскад был рассчитан на максимальную мощность в режиме модуляции, то его мощность возбуждения будет являться максимальной выходной мощностью модулируемого каскада (без учёта потерь в контуре согласования).

В формуле (4.1) максимальная мощность на выходе каскада – это требуемая мощность возбуждения оконечного каскада, рассчитанная в выражении (3.12). Отличие данной формулы от формулы (2.1) заключается в отсутствии множителя , т.к. мы считаем, что каскады связаны непосредственно короткими проводниками с достаточным сечением. Значение КПД контура возьмём из результата расчета колебательной системы в подразделе 4.

Известно, что при базовой модуляции статическая модуляционная характеристика имеет три участка: нижний нелинейный участок при углах отсечки коллекторного тока от 0° до 30° средний линейный и верхний „«„Гй участок при углах отсечки более 120°. Для полного использования линейного участка СМХ и получения при этом максимально возможной глубины неискажённой модуляции, угол отсечки в максимальном режиме нужно вы­бирать в районе 110° 120°, т.е. на верхнем краю линейного участка. Исходя из этого, примем =120° и для такого значения угла отсечки коллектор­ного тока произведём расчет каскада на максимальную мощность.

Выбор транзистора

Выбор транзистора будем производить аналогично тому, как это сделано в подразделе 3.2, т.е. исходя из максимальной мощности 25,47 Вт (формула (4.1)). По всем параметрам нам для данного каскада подходит высокочастотный транзистор большой мощности структуры n-p-n 2Т922В. Приведём требуемые для дальнейших расчётов усреднённые характеристики выбранного транзистора [5].

- максимальный постоянный ток коллектора......................................... =3 А;

- максимальный ток коллектора в импульсе......................................... =9 А;

- максимальное напряжение коллекторного перехода........................Uкэ доп = 60 В;

- максимальная средняя мощность на коллекторе................................Рк.ср. =40 Вт;

- предельная частота коэффициента передачи тока в схеме с ОЭ.......fт=300 МГц;

- ёмкость коллекторного перехода при напряжении на нём UСко=5В……….......... .....................................................................................................................Ск0 =65 пФ;

- статический коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ................ = (10 150);

- высокочастотное сопротивление насыщения......................................rнас=881 Ом;

- сопротивление базы................................................................................г’б =0,5 Ом.

Примем для 40 раз.

4.3 Энергетический расчёт каскада на максимальную мощность

Расчёт модулируемого каскада не максимальную мощность полностью идентичен произведённому в подразделе 3.5. Вычисления были сделаны в математическом пакете MathCаd 7.0, е результате чего получились следующие электрические параметры.

- напряжение источника коллекторного питания ......................................Ек=30 В;

- амплитуде переменного напряжения на коллекторе………………..Um к=26,4 В;

- амплитуда импульса коллекторного тока…………………………….Im к=3,59 А;

- постоянная составляющая токе коллектора...........................................Ik0=1,46 А;

- входная комплексная проводимость транзистора…………...Y11=1,89+0,33i См;

- модуль комплексной подмой проводимости транзистора..............|Y11|=1,92 См;

- комплексная крутизна усиления транзистора………………..Y21=3,23-9,94i См;

- модуль комплексной крутизны усиления транзистора.................|Y21|=10,46 См;

- выходная комплексная проводимость транзистора………...Y 22=0,01+0,01i См;

- первая гармоника тока, генерируемая транзистором ..........................Ik1=1,92 А;

- первая гармоника тока, протекающая через нагрузочный контур….I”k1=1,92 А;

- критическое сопротивление нагрузки идеального транзистора..Rок.кр=13,69Ом;

- требуемое входное сопротивление кепи согласования…………..Rвх.к=15,3 Ом;

- потребляемая от источника питания мощность…………………….Ро=43,81 Вт;

- полезная мощность переменного тока, поступающая

в нагрузочный контур..........................................................................Р’1=22,78 Вт;

- максимальная мощность, рассеиваемая не коллекторе

транзистора.............................................................................................Pк=44,83 Вт;

- угол дрейфа на рабочей частоте……………………………………... др=10,42°;

- угол отсечки импульсов тока базы…………….................................... б=114,8°;

- амплитуда напряжения возбуждения на рабочей частоте..................Umб=0,22 В;

- постоянная составляющая тока базы......................................................Iб0=38 мА;

- напряжение постоянного смешения на базе а макс. режиме...............Еб=0,79 В;

- активная составляющая входного сопротивления на

рабочей частоте…………………………………………….................Rвх=0,72 Ом;

- мощность возбуждения .....................................................................Рвозб.=0,03 Вт;

- коэффициент усиления по мощности на рабочей частоте……………Кр=624,8; - допустимый коэффициент усиления по мощности ....................Kp.доп=1,22*10 ;

- общая мощность, рассеиваемая транзистором..................................Ртр=21,07 Вт;

После расчета была произведена проверка на превышение допустимого тока коллектора, мощности, рассеиваемой транзистором, и допустимого напряжения между коллектором и эмиттером. Проверка дала отрицательный результат т.е, отсутствие превышения по всем параметрам.

4.4 Электрический расчёт нагрузочной системы модулируемого каскада

Электрический расчёт нагрузочной системы модулируемого каскада полностью идентичен произведенному в подразделе 3.6 расчету нагрузочной системы оконечного каскада. Вычисления были сделаны в математическом пакете MathCad 7.0, в результате чего получились следующие электрические параметры.

- принятая величина характеристического сопротивления................... =250 Ом;

- эквивалентная индуктивность контура.........................................L=0,72*10 Гн;

- принятая величина используемой катушки индуктивности……........L0=1 мкГн;

- ёмкость конденсатора С0....................................................................С0 т 31,47 пФ;

- требуемая ёмкость конденсатора С1..................................................С1=20,23 пФ;

- требуемая ёмкость конденсатора С2....................................................С2=3,41 пФ;

- добротность нагруженного контура.........................................................Qн=398,2;

- полоса пропускания контура..............................................................2 f=137 кГц;

- к.п.д. нагруженного контура.................................................................... =68,1%.

4.5 Расчёт СМХ модулируемого каскада

Для грубой оценки положения СМХ можно принять её линейной и по двум точкам : точке максимальной выходной мощности, соответствующей максимальному току и максимальному смешению на базе и точке запирания транзистора, когда ток коллектора равен нулю при смешении рабочей точки до напряжения запирания, которое определяется следующей формулой:

Eб.зап =Е’б-Umб = 0,7 - 0,22=0,48 В.

Такая линейная СМХ позволяет приближенно оценить многие парамет­ры режима модуляции, но на отражает искажений, возникающих при базовой модуляции.

Более реальную СМХ можно рассчитать, используя определение сред­ней крутизны усиления транзистора. Средняя крутизна усиления транзистора - это отношение амплитуды тока первой гармоники на коллекторе к амплиту­де напряжения возбуждения на входе (на базе). Разумеется, чтобы произошла модуляция, средняя крутизна обязательно должна меняться. Свой максимальное значение она принимает и максимальном режиме, для которого мы произвели энергетический расчет в подразделе 4.3. Тогда по определению:

Sср.макс=7,85 А/В (4.2)

Как было сказано, при базовой модуляции изменяется угол отсечки им­пульсов тока базы. Вследствие этого средняя крутизна изменяется по закону изменения коэффициента у1 связанного с коэффициентом Берга и завися­щего от угла отсечки :

(4.3)

Исходя из вышесказанного, переменная величина средней крутизны усиления транзистора, зависящая от напряжения смещения определяется следующим выражением:

,

где - Sэф - эффективная крутизна транзистора на высокой частоте, если бы работал без стоечки тока (в линейном режиме) ,т.е это отношение мгновенного значения тока коллектора к мгновенному напряжению эмиттерного перехода при кусочно-линейной аппроксимации проходной ВАХ транзистора

Итак, согласно формуле (4.2) выражение для статической модуляционной характеристики, как функции первой гармоники тока коллектора от ве­личины напряжения смещения, имеет вид:

(4.6)

Подставляя в последнюю формулу для коэффициента YI высокочастотный угол отсечки импульсов тока коллектора, соответствующий низкочас­тотному углу отсечки импульсов тока базы при конкретном значении пере­менной величины напряжения базового смещения, будем получать точки графика СМХ модулируемого каскада. Вычисления выполнены в пакете MathCad 7.0, где было получено графическое изображение формулы (4.6), приведенное на рисунке 4.1.

Рисунок 4.1

На рисунке 4.1 пунктиром обозначены точки максимального и минимального режима, а также режима несущей. Эти значения будут рассчитаны далее в подразделе 4.8.

На основании построенной зависимости тока первой гармоники коллекторного тока от напряжения смещения можно получить зависимость посто­янной составляющей коллекторного тока от напряжения смещения, используя коэффициенты Берга:

Зная зависимость постоянной составляющей тока коллектора, можно получить зависимость постоянной составляющей тока базы, используя рассчитанные ранее Y-параметры транзистора:

Зависимость постоянной составляющей тока базы нам пригодится ниже при расчёте цепей смещения (подраздел 4.8).

4.6 Расчёт СМХ всего передатчика

Поскольку в разрабатываемом радиопередатчике помимо модулируемого каскада имеется усилитель модулированных колебаний с режимом подмодуляции, то результирующая СМХ всего передатчика, состоящая из СМХ модулируемого каскада и СМХ УМК, будет отличаться от характеристики на ри­сунке 4.1. Именно по результирующей СМХ следует определять получив­шийся коэффициент модуляции, необходимое положение рабочей точки (для режима молчания), точек минимального и максимального режимов, а также судить о величине нелинейных искажений огибающей излучаемого АМ-игнала, возникающих в результате нелинейности результирующей СМХ.

Расчёт СМХ УМК аналогичен произведённому выше по формулам (4.3) - (4.6) и определяется следующими выражениями:

(4.8)

(4.9)

(4.10)

(4.11)

В четырёх последних выражениях физические величины левых частей равенств являются функциями напряжения смещения на базе транзистора модулируемого каскада, хотя и записаны для УМК. Это необходимо, т.к. результирующая СМХ - это всё равно функция от напряжения смещения на базе именно модулируемого каскада, как и выражение (4.6).

В формуле (4.8) фигурирует значение амплитуды переменного напряжения на базе транзистора каскада усилителя модулированных колебаний которая является функцией от напряжения смещения на базе транзистора модулируемого каскада и напрямую зависит от тока первой гармоники выходного тока модулируемого каскада (т.е. выражение (4.6)). Определим связь между этими физическими величинами из условия равенства мощности, выходящей из контура модулируемого каскада и мощности возбуждения каскада УМК. Это условие мы приняли, воспользовавшись форму­лой (4.1), где приравняли максимальные мощности. Равенство мощностей выполняется не только для максимальных значений, но и для любых мгно­венных значений мощности, зависящих от мгновенного напряжения модули­рующего сигнала (или от Еб).

Мощность Р1(Еб), генерируемая транзистором, выделяется на сопротивлении критического режима Roе.кp и пропорциональна квадрату первой гармоники выходного тока транзистора модулируемого каскада (выражение (4.6)).

Мощность возбуждения каскада УМК выделяется на его входном сопротивлении Rвх.УМК и пропорциональна квадрату напряжения возбуждения UmбУМК:

(4.14)

Подставляя и решая получившееся уравнение относи­тельно Umб.умк получим зависимость амплитуды напряжения возбуждения УМК от напряжения смещения на базе транзистора модулируемого каскада:

(4.15)

Формула (4.11) является статической модуляционной характеристикой всего усилителя. Однако она не учитывает потери тока (и мощности) на выходном сопротивлении транзистора оконечного каскада R22умк* Чтобы это сделать, необходимо выразить ток на выводе коллектора транзистора I”k1УМК через ток, генерируемый транзистором (выражение (4.11)) и величину сопротивления потерь. Простейшие манипуляции с формулами (3.12) и (3.13) приводят к следующему уточненному выражению для СМХ всего усилителя:

(4.16)

Итак, последовательно подставляя значения физических величин левых частей равенств формул (4.3) - (4,6), (4.8) - (4.11), (4.15) и (4.16) одна в дру­гую при конкретных значениях напряжения смещения на базе транзистора модулируемого каскада, получаем точки СМХ всего передатчика. Такой рас­чет был проведан в математическом пакете MathCad, в результате чего получилось следующее графическое представление формулы (4.16), приведённое на рисунке 4.2.

I ”k1УМК,А

Рисунок 4.2

4.7 Расчёт параметров входной цепи модулируемого каскада и

Определение свойств СМХ

По получившемуся графику СМХ всего передатчика (рисунок 4.2) мож­но определить положение рабочей точки, т.е. смещение на базе транзистора, при котором выходной ток оконечного каскада радиопередатчика равен току в режиме молчания. Для этого необходимо определить величину первой гармоники тока, поступающего в нагрузочный контур оконечного каскада, работающего в режиме молчания:

По графику (рисунок 4.2) определяем значение напряжения смещения в ре­жиме молчания и максимальном режиме. Еб.нас = 0,70 В, Еб.макс = 0,79 В. Как видим, значение напряжения смещения в максимальном режиме, определён­ное по СМХ полностью совпадает с рассчитанным в подразделе 4.3. Данный факт даёт нам право судить о правильности произведённого расчёта СМХ. Зная две последние величины, можно вычислить максимальную амплитуду модулирующего напряжения:

= Еб.макс – Еб.нас = 0,79 - 0,70 = 0,09 В.

Исходя из амплитуды модулирующего напряжения и напряжения смещения в режиме молчания, определяем минимальное напряжение смещения:

Еб.мин =Еб.макс – = 0,70 - 0,09 = 0,61 В.

По графику СМХ на рисунке 4.2 найдём значение первой гармоники тока на коллекторе транзистора УМК в минимальном режиме. 1к.мин.умк = 1,01 А.

Как видно по рисунку 4.2, СМХ на краях рабочего диапазона изменения напряжений смещения имеет нелинейный характер, вследствие чего коэффициент модуляции в нижней от режима молчания части СМХ может оказаться отличным от коэффициента модуляции в верхней части. Это приводит к искажениям передаваемого сигнала. Рассчитаем названные свойства

Как оказалось, коэффициент модуляции в верхнюю сторону полностью совпадает с требуемым по ТЗ. Этого и следовало ожидать, ведь расчёт максимального выходного тока (для верхней части СМХ) мы производили исходя из требуемого коэффициента модуляции, а выходной ток в минимальном ре­жиме определяли по СМХ.

Из последней формулы видим, что нелинейность процесса модуляции не превышает 10%, что для речи вполне приемлемо.

Перейдём к расчёту электрических параметров входа каскада, необходимых для наложения энергетических требований, предъявляемых к модулято­ру (оконечному усилителю низкой частоты (УНЧ) модулирующего сигнала). Для определения амплитуды низкочастотных колебаний тока модулирующе­го сигнала по формуле (4.7) вычислим значения постоянной составляющей тока базы в максимальном режиме и режиме молчания с применением матемагического пакета - MaihCad для облегчения рутинных расчетов, Iб0.нес=0,16 A, Iб0.макс 0,26=А. Тогда:

Требуемую мощность модулятора оцениваем по формуле:

=0,5* * =0,5*0,09*0,10=4,5*10 Вт (4,17)

Низкочастотное входное сопротивление транзистора по смещению:

Ом (4.18)

В [1] рекомендуется произвести проверку на превышение в режиме молчания предельных значений мощности, рассеиваемой на коллекторе транзистора, и максимально допустимого обратного напряжения эмиттерного перехода, однако данные проверки уже были произведены при расчёте модулируемого каскада на максимальную мощность (подраздел 4.3).