Компенсационные стабилизаторы

В отличие от параметрических компенсационные стабилизаторы напряжения обеспечивают необходимую стабильность напряжения на нагрузке при помощи отрицательной обратной связи, воздействующей на регулирующий элемент (РЭ). В зависимости от схемы включения РЭ компенсационные стабилизаторы разделяются на последовательные и параллельные.

На рис. 12.12 приведена схема одного из наиболее распространенных (до появления интегральных стабилизаторов) транзисторных стабилизаторов напряжения последовательного типа. Стабилизатор состоит из регулирующего элемента (транзисторы VT1, VT2, VT3), усилителя постоянного тока (VTO, R1), источника опорного напряжения (VD, R2), делителя напряжения R3-R5, резисторов R6, R7, используемых для выбора режима по постоянному току транзисторов VT1, VT2, и конденсатора С1. В стабилизаторе предусмотрена регулировка выходного напряжения, для чего в состав делителя включен потенциометр R4.

Рис. 12.12. Компенсационный стабилизатор

Число транзисторов, входящих в регулирующий элемент, зависит от тока нагрузки. При Iп<(0,02...0,03) А можно использовать только один транзистор VT1; при (0,02...0,03) A< Iп <(0,5...0,6) A — два транзистора VT1,VT2; при (0,5...0,6) A< Iп <(4...5) A — все три транзистора.

Стабилизатор может быть выполнен на транзисторах типар—п—р или n—р—п. При использовании транзисторов типа р—п—р полярности напряжений на входе и выходе изменяются на противоположные (по сравнению со схемой на рис. 12.12). При этом необходимо также переключить стабилитрон VD, чтобы напряжение на его аноде было положительным относительно катода.

Стабилизатор работает следующим образом. При увеличении входного напряжения Ui увеличивается и выходное напряжение Uo, что вызывает увеличение напряжения на входе транзистора VTO и его коллекторного тока, в результате чего напряжение на коллекторе уменьшается, а это вызывает уменьшение тока через транзисторы РЭ и, следовательно, приводит к пропорциональному уменьшению Uo. Аналогичные процессы происходят и при уменьшении тока нагрузки, что приводит к увеличению Uo. При уменьшении Ui или Uo (при увеличении тока нагрузки) транзистор VTO подзакрывается, напряжение на его коллекторе и на базе транзистора РЭ увеличивается, в результате чего Uo увеличивается почти до номинального значения.

Для проведения моделирования необходимо предварительно провести его приближенный расчет. Исходные данные для такого расчета: номинальное выходное напряжение Uo, В; пределы регулирования выходного напряжения Uomax — Uomin; ток нагрузки 1нmax, А; минимальное и максимальное напряжение сети Uimax Uimin.

Примерный порядок предварительного расчета:

1. Определяем минимальное входное напряжение Uimin=Uomax+(4...5) В. Добавка 4...5 В требуется для обеспечения нормальной работы транзисторов РЭ. Максимальное Uimax в этом случае задается из условия максимально возможного напряжения сети.

2. В зависимости от тока нагрузки определяем число транзисторов, входящих в РЭ (см. вышеприведенную рекомендацию).

3. По Uimax-Uomax и 1nmax выбираются типы транзисторов или редактируются параметры выбранного библиотечного компонента по максимально допустимым напряжению и току коллектора.

4. Выбирается тип стабилитрона VD по напряжению стабилизации из условия Us=Uomin-(2...3) В. В этом случае сопротивление резистора R2=(2...3)/Ismin, где Ismin — минимальный ток стабилизации стабилитрона. Так, например, при Ismin=5 мА R2=400...600 Ом.

5. Определяется сопротивление резистора R1 из условия, что при напряжении Uimin-Uomax по нему протекает ток 3...5 мА.

6. Определяется суммарное Rs сопротивление резисторов делителя R3...R5 из условия протекания по нему тока 5...10 мА при номинальном напряжении Uo. При этом сопротивления резисторов делителя определяются из выражений: R5=RsUs/Uomax R4=Rs/Uomin, R3=Rs-R4-R5.

7. Сопротивления резисторов R7, R6 определяются как Uo/Ibeo, где Ibeо — тепловой ток эмиттерного перехода соответствующего транзистора.

Рассмотренный стабилизатор обладает сравнительно небольшим коэффициентом стабилизации из-за малого коэффициента усиления однокаскадного усилителя постоянного тока (УПТ). Более высокими показателями обладают стабилизаторы с УПТ на ОУ, один из вариантов которого показан на рис. 12.13. В этом стабилизаторе опорный стабилитрон VD включен в верхнее плечо моста, одна диагональ которого присоединена к выходу стабилизатора, а вторая — ко входам ОУ. Выходное напряжение стабилизатора равно Uo=Us(R2+R3)/R3. Для защиты регулирующего транзистора VT1 от выхода из строя при коротком замыкании на выходе устройства введены транзистор VT2 и резисторы R4 и R5. При увеличении выходного тока выше допустимого предела падение напряжения на резисторе R5 (около 0,5 В) открывает транзистор VT2, в результате чего уменьшается выходное напряжение стабилизатора. При этом резистор R4 защищает выход ОУ от перегрузки при открытом VT2.

Для создания стабилизаторов переменного напряжения можно использовать такие же структурные схемы, что и в стабилизаторах постоянного напряжения, но источники опорного напряжения и регулирующие элементы в них должны быть, естественно, приспособлены для работы с переменным напряжением. Что касается источников опорного переменного напряжения, то их обычно выполняют на основе инерционно-нелинейных сопротивлений — полупроводниковых или металлических терморезисторов. Регулирующие элементы, входящие в состав стабилизаторов, можно считать усилителями мощности, включенными на выходе ОУ. Таким образом, РЭ для переменного напряжения — это усилители мощности переменного напряжения.

В качестве примера на рис. 12.14 приведена схема простого стабилизатора переменного напряжения. Стабилизатор состоит из резистивного моста Rl, R2, R3, RО, к одной диагонали которого присоединяется источник входного переменного нестабилизированного напряжения Ui, а к другой — входы дифференциального усилителя. Резистор RO моста представляет собой маломощную лампу накаливания, т.е. металлический терморезистор, сопротивление которого возрастает за счет саморазогрева. Вследствие тепловой инерционности такого резистора его сопротивление не будет изменяться синхронно с изменением мгновенных значений тока, а будет реагировать только на относительно медленные изменения его действующего значения. К сожалению, модель лампы накаливания в программе EWB такими свойствами не обладает — это просто световой индикатор.

Контрольные задания

1. Проведите ориентировочный расчет транзисторного стабилизатора и его моделирование для определения коэффициента стабилизации. В процессе моделирования уточните номинальные значения пассивных компонентов и по необходимости отредактируйте параметры транзисторов и стабилитрона.

2. Выберите параметры компонентов и проведите моделирование стабилизатора с ОУ и сравните его коэффициент стабилизации с данными для транзисторного стабилизатора. Варьируя сопротивление нагрузки, проверьте работоспособность схемы защиты стабилизатора от коротких замыканий.

Импульсные стабилизаторы

Общим недостатком компенсационных стабилизаторов напряжения является низкий КПД из-за потерь в транзисторах регулирующего элемента, что, кроме того, требует мощных теплоотводов, значительно превышающих по габаритам и массе сами стабилизаторы. Более прогрессивным техническим решением являются импульсные стабилизаторы напряжения (ИСН), в которых транзисторы регулирующих элементов работают в ключевом режиме. При использовании высокочастотных транзисторов проблема КПД и массо-габаритных характеристик в таких стабилизаторах решается достаточно радикально.

Существуют три основные схемы ИСН [55]: последовательный ИСН понижающего типа (рис. 12.15), параллельный ИСН повышающего (рис. 12.16) и параллельный инвертирующего (рис. 12. 17) типа. Все три схемы содержат накопительный дроссель L, регулирующий элемент 1, блокировочный диод VD, элементы управления 2, 3 и конденсатор фильтра С.

Импульсный последовательный стабилизатор понижающего типа выполняется по структурной схеме, приведенной на рис. 12.15, в которой регулирующий элемент 1 и дроссель L включены последовательно с нагрузкой Rn. В качестве РЭ используется транзистор, работающий в ключевом режиме. При открытом в течение времени Т„ транзисторе энергия от входного источника постоянного тока Ui (или выпрямителя с выходным напряжением Uo) передается в нагрузку через дроссель L, в котором накапливается энергия. При закрытом в течение времени Тп транзисторе накопленная в дросселе энергия через диод VD передается в нагрузку. Период коммутации (преобразования) равен Т=Ти+Тп. Частота коммутации (преобразования) F=1/T. Отношение длительности открытого состояния транзистора, при котором генерируется импульс напряжения длительностью Ти, к периоду коммутации Т называется коэффициентом заполнения Кз=Ти/Т.

Таким образом, в импульсном стабилизаторе регулирующий элемент 1 преобразует (модулирует) входное постоянное напряжение Ui в серию последовательных импульсов определенной длительности и частоты, а сглаживающий фильтр, состоящий из диода VD, дросселя L и конденсатора С, демодулирует их в постоянное напряжение Uo. При изменении выходного напряжения Uo или тока в нагрузке Rn в импульсном стабилизаторе с помощью цепи обратной связи, состоящей из измерительного элемента 3 и схемы управления 2, длительность импульсов изменяется таким образом, чтобы выходное напряжение Uo оставалось неизменным (с определенной степенью точности).

Импульсный режим работы позволяет существенно уменьшить потери в регулирующем элементе и тем самым повысить КПД источника питания, уменьшить его массу и габариты. В этом состоит основное преимущество импульсных стабилизаторов перед компенсационными стабилизаторами непрерывного действия.

Импульсный параллельный стабилизатор (повышающего типа) выполняется по структурной схеме на рис. 12.16, в которой регулирующий элемент 1 подключен параллельно нагрузке Rn. Когда регулирующий транзистор открыт, ток от источника питания Ui протекает через дроссель L, запасая в нем энергию. Диод VD при этом находится в закрытом состоянии и поэтому не позволяет конденсатору С разрядиться через открытый регулирующий транзистор. Ток в нагрузку в этот промежуток времени поступает только от конденсатора С. В момент времени, когда регулирующий транзистор закрывается, ЭДС самоиндукции дросселя L суммируется с входным напряжением и энергия дросселя передается в нагрузку, при этом выходное напряжение оказывается больше входного напряжения питания Ui. В отличие от схемы на рис. 12.15 здесь дроссель не является элементом фильтра, а выходное напряжение становится больше входного на величину, определяемую индуктивностью дросселя L и временем открытого состояния регулирующего транзистора (или скважностью управляющих импульсов).

Схема управления стабилизатором на рис. 12.16 построена таким образом, что, например, при повышении входного напряжения питания Ui уменьшается длительность открытого состояния регулирующего транзистора на такую величину, что выходное напряжение Uo остается неизменным.

Импульсный параллельный инвертирующий стабилизатор выполняется по структурной схеме, приведенной на рис. 12.17. В отличие от схемы на рис. 12.16 здесь дроссель L включен параллельно нагрузке Rn, а регулирующий элемент 1 - последовательно с ней. Блокирующий диод отделяет конденсатор фильтра С и нагрузку Rn от регулирующего элемента по постоянному току. Стабилизатор обладает свойством изменения (инвертирования) полярности выходного напряжения Uo относительно полярности входного напряжения питания.

Импульсные стабилизаторы в зависимости от способа управления регулирующим транзистором могут выполняться с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ), частотно-импульсной модуляцией (ЧИМ) или релейным управлением. В ШИМ-стабилизаторах в процессе работы изменяется длительность импульса Ти, а частота коммутации остается неизменной; в ЧИМ-стабилизаторах изменяется частота коммутации, а длительность импульса Ти остается постоянной; в релейных стабилизаторах в процессе регулирования напряжения изменяется как длительность импульсов, так и частота их следования.

Наибольшее распространение на практике получил последовательный ИСН (рис. 12.15), в котором накопительный дроссель одновременно является элементом сглаживающего LC-фильтра. В стабилизаторах на рис. 12.16 и 12.17 дроссель L не участвует в сглаживании пульсации выходного напряжения. В этих схемах сглаживание пульсации достигается только за счет увеличения емкости конденсатора С, что приводит к увеличению массы и габаритов фильтра и устройства в целом.

Статическая регулировочная характеристика, определяемая для стабилизатора на рис. 12.15 по формуле Uo/Ui=Kз (1 - Кг), представляет собой прямую, наклон которой зависит (без учета потерь в регулирующем транзисторе и диоде) от отношения активных сопротивлений дросселя и нагрузки Kг=Rd/Rn. Напряжение Uo на нагрузке определяется относительной длительностью управляющих импульсов (при постоянном Ui) и не может быть больше напряжения питания, а линейность данной характеристики соответствует условиям устойчивой работы ИСН.

Рассмотрим основные элементы ИСН на рис. 12.15. Начнем с основного блока, схема которого показана на рис. 12.18.

Блок включает в себя силовую часть и регулирующий элемент на транзисторе VT1, управляемый ключом на транзисторе VT2 (диод VD2 служит для защиты базового перехода VT2 при большом отрицательном входном сигнале управления). Сопротивление резистора R1 выбирается из условия обеспечения закрытого состояния транзистора VT1 (100...900 Ом), a R2 - ориентировочно из условия kbUi=R2 Ikmax где k=l,5...2 - коэффициент запаса по насыщению; b, Ikmax - коэффициент усиления тока и максимальный импульсный коллекторный ток транзистора VT1. Аналогичным образом выбирается сопротивление резистора R3, но при этом в расчетах Ui заменяется амплитудой управляющего импульса функционального генератора. Отметим, что при выборе количества транзисторов РЭ можно руководствоваться рекомендациями, приведенными для схемы на рис. 12.12.

Исходными данными для выбора параметров схемы на рис. 12.18 являются: напряжение Ui и пределы его изменения; внутреннее сопротивление Ri источника Ui; номинальное выходное напряжение стабилизатора Uo и допустимые пределы его регулировки; максимальный Inmax и минимальный Imin токи нагрузки, допустимая амплитуда пульсации выходного напряжения стабилизатора; коэффициент стабилизации Ксп и внутреннее сопротивление Ro; максимальный температурный уход напряжения Uo и др.

Порядок выбора параметров следующий:

1. Выбираем частоту преобразования F (до 100 кГц, для модели — единицы килогерц) и принимаем ориентировочно КПД=0,85...0,95.

2. Определяем минимальное и максимальное значения относительной длительности (коэффициента заполнения) импульса напряжения на входе фильтра:

3. Из условия сохранения режима непрерывности токов дросселя определяем его

минимальную индуктивность

4. Вычисляем произведение LC по заданному значению напряжения пульсации U„

откуда затем находим емкость конденсатора С.

Произведение LC определяет не только уровень пульсации, но и характер переходных процессов выходного напряжения после включения стабилизатора.

На рис. 12.19 показаны результаты моделирования схемы на рис. 12.18 при следующих данных: F=1 кГц, К,=0,5, Rn=100 Ом, L=200 мГн, С=100 мкФ (для рис. 12.19, а) и С=1 мкФ (для рис. 12.19, б). Как видно из рисунков, при сравнительно большом значении произведения LC переходная характеристика исследуемой схемы имеет колебательный характер, что приводит к скачкам выходного напряжения, которые могут оказаться опасными для потребителя (нагрузки).

Перейдем к рассмотрению следующего функционального узла ИСН - схемы управления и измерительного элемента. При этом целесообразно рассмотреть характеристики используемых в ИСН модуляторов.

Импульсные стабилизаторы с ШИМ по сравнению со стабилизаторами двух других типов имеют следующие преимущества:

1. Обеспечивается высокий КПД и оптимальная частота преобразования независимо от напряжения первичного источника питания и тока нагрузки; частота пульсации на нагрузке является неизменной, что имеет существенное значение для ряда потребителей электроэнергии;

2. Реализуется возможность одновременной синхронизации частот преобразования неограниченного числа ИСН, что исключает опасность возникновения биений частот при питании нескольких ИСН от общего первичного источника постоянного тока. Кроме того, при работе ИСН на нерегулируемый преобразователь (например, усилитель мощности) возможна синхронизация частот обоих устройств.

Недостатком ИСН с ШИМ по сравнению со стабилизатором релейного типа является более сложная схема управления, содержащая обычно дополнительный задающий генератор.

Импульсные стабилизаторы с ЧИМ, не имея существенных преимуществ перед другими типами ИСН, обладают следующими недостатками:

1. Сложность реализации регуляторов частоты в широких пределах, особенно при больших изменениях напряжения питания и тока нагрузки;

2. Отсутствие возможности реализации отмеченных выше преимуществ системы регулирования с ШИМ.

Последний недостаток относится и к релейным (или двухпозиционным) ИСН, которые характеризуются также сравнительно большой пульсацией напряжения на нагрузке (в стабилизаторах с ШИМ или ЧИМ пульсации выходного напряжения принципиально могут быть сведены к нулю, что невозможно достичь в релейных стабилизаторах).

В общем случае блок 3 (рис. 12.20) содержит делитель напряжения, источник опорного напряжения ИОН, сравнивающий элемент и усилитель рассогласования. Эти элементы выполняют такие же функции, что и в компенсационных стабилизаторах. Для ИСН с ШИМ к этим устройствам добавляются формирователь синхронизирующего напряжения (задающий генератор) и пороговое устройство, с помощью которых осуществляется формирование модулированных по длительности импульсов. Изменение длительности управляющего импульса осуществляется модуляцией его переднего или заднего фронта.

При модуляции переднего фронта линейно изменяющееся напряжение синхронизации на каждом периоде нарастает, а при модуляции заднего фронта управляющее напряжение в каждом периоде уменьшается. При модуляции фронтов напряжение синхронизации на каждом периоде нарастает и спадает. Этот вид модуляции по сравнению с односторонней модуляцией позволяет реализовать более быстродействующие ИСН, так как в этом случае мгновенное значение управляющего напряжения влияет на формирование фронтов.

Коэффициент передачи схемы управления, устанавливающий связь между изменениями относительной длительности импульсов на входе сглаживающего фильтра и напряжения на нагрузке (для ШИМ), равен

коэффициенты передачи делителя напряжения и усилителя рассогласования соответственно; Uy - амплитуда синхронизирующего напряжения.

Полная схема ИСН с элементами ШИМ показана на рис. 12.20. Делитель напряжения выполнен на резисторах R3, R4, источник опорного напряжения - на резисторе R5 и стабилитроне VD2, усилитель сигнала рассогласования - на OU1, пороговое устройство - на OU2. Поскольку оба ОУ питаются от однополярного источника, для согласования уровней в ключевом каскаде на VT2 в эмиттерную цепь включен параметрический стабилизатор (VD3, R8). В качестве задающего использован функциональный генератор в режиме треугольных импульсов; при модуляции по переднему фронту коэффициент заполнения (Duty cycle) выбирается максимальным (99%), при модуляции по заднему фронту - минимальным (0,1%), при модуляции по обоим фронтам - 50%. На рис. 12.21 показан результат моделирования процесса формирования управляющих импульсов при модуляции по переднему фронту.

Приведенные на рис. 12.21 результаты получены при Rn=100 Ом и Ui = 20 В. Как видно из рис. 12.21, сразу после включения источника питания формируются импульсы управления максимальной длительности, затем наступает продолжительная пауза из-за положительного скачка выходного напряжения Uo, затем опять идет форсированный режим из-за отрицательного скачка Uo. Установившийся режим формирования управляющего импульса наступает через несколько периодов управляющего сигнала задающего генератора.

Контрольные задания

1. Для схемы на рис. 12.18 получите зависимость Uo=f(K,) при F=1 кГц, Uy=3 В (однополярность управляющих прямоугольных импульсов обеспечивается установкой на функциональном генераторе постоянной составляющей Offset=3 В, коэффициент заполнения К. задается выбором параметра Duty cycle), Ui=30 В, Rn=100 Ом, L=100 мГн, С=100 мкФ.

2. Для схемы на рис. 12.18 исследуйте зависимость формы переходных процессов от активного сопротивления потерь Rd включая последовательно с дросселем сопротивление 0,1... 10 Ом.

3. Исследуйте ИСН по схеме рис. 12.20 при модуляции заднего фронта, одновременно по переднему и заднему фронту и сравните результаты по времени выхода устройств в установившийся режим.

4. Для каждого способа формирования управляющих сигналов в установившемся режиме получите зависимость периода формирования управляющих сигналов от сопротивления нагрузки Rn в диапазоне 10... 1000 Ом и входного напряжения Ui в диапазоне 15...40 В.