Однотактный транзисторный инвертор напряжения с прямым включением выпрямительного диода

При подаче управляющего сигнала (U_УПР) на базу транзистора VT1 в первичной цепи трансформатора появляется ток. Контур его протекания: “+” U_вх ; обмотка трансформатора в первичной цепи; коллектор- эмиттер VT1;

”–“ U₁. На интервале импульса происходит передача энергии в нагрузку через выпрямительный диод VD₁ и накопление реактивной энергии в дросселе сглаживающего фильтра L . На интервале паузы (1-K_З)T осуществляется разряд дросселя L через обратный диод VD2 в нагрузку, конденсатор С дополнительно сглаживает пульсации.

К достоинствам схемы относятся: простота силовой цепи и системы управления, дешевизна конструкции. отсутствие режима сквозных токов.

Недостатки: ограничения на максимальное значение коэффициента заполнения импульсов K_З, большие габариты сглаживающего фильтра, одностороннее намагничивание сердечника трансформатора. В таком виде схема неработоспособна – требуются цепи восстановления магнитного состояния сердечника (размагничивания).

Однотактный транзисторный инвертор с обратным включением выпрямительного диода

При подаче управляющего сигнала на базу транзистора VT1 происходит накопление реактивной энергии в цепи намагничивания трансформатора T1. Ток в цепи намагничивания трасформатора протекает по контуру: “+” U_вх ; обмотка трансформатора первичной цепи; коллектор- эмиттер VT1;”–“ U₁. При этом выпрямительный диод VD1 закрыт, конденсатор фильтра разряжается в нагрузку. На интервале паузы происходит передача энергии намагничивания в нагрузку через выпрямительный диод VD1.

К достоинствам схемы относятся: простота силовой цепи и системы управления, дешевизна конструкции, отсутствие режима сквозных токов.

Недостатки: ограничения на максимальное значение коэффициента заполнения импульсов K_З, большие габариты сглаживающего фильтра, одностороннее намагничивание сердечника трансформатора.

Тиристорные инверторы

Схема полумостового последовательного резонансного инвертора на тиристорах с диодами обратного тока приведена на рисунке для случая доступности средней точки источника входного напряжения (а) и вариант с расщепленным фильтровым конденсатором, когда средняя точка источника недоступна (б).

Работают схемы аналогично. Сначала рассмотрим случай установившегося режима, когда частота импульсов управления тиристорами ниже частоты резонанса контура LкCк и он работает в режиме прерывистого тока.

В момент времени t1 включается тиристор Т1 и конденсатор Ск заряжает

ся в колебательном режиме до напряжения, близкого к двойному напряжению источника входного напряжения Uвх/2. В момент времени t2 зарядная полуволна тока через тиристор спадает до нуля и он закрывается. Конденсатор на интервале t2 - t3 разряжается в колебательном режиме через диод обратного тока VD1 на источник входного напряжения Uвх. Величина остаточного напряжения на конденсаторе в момент времени t3 зависит от соотношения волнового сопротивления колебательного контура ρк и сопротивления нагрузки. В установившемся режиме оно равно взятому с обратным знаком начальному напряжению на конденсаторе в момент времени t1.

В момент времени t4 включается тиристор Т2 и происходят аналогичные процессы перезаряда конденсатора в отрицательную полярность через тиристор Т2 и диод VD2.

В рассмотренном режиме прерывистого тока нагрузки включение и вы-

ключение тиристоров и диодов происходит при нулевых токах через них, что

снижает потери на коммутацию. Время, предоставляемое на восстановление

управляющих свойств тиристоров, равно времени протекания тока через дио-

ды обратного тока (интервал t2 - t3). Действующее или среднее по модулю выходное напряжение регулируют длительностью “бестоковых” пауз, что достигается изменением частоты импульсов управления тиристорами. Такое регулирование связано с ухудшением качества выходного напряжения и обычно приемлемо, только если выходное напряжение инвертора подвергается дальнейшему преобразованию, обычно выпрямлению и фильтрации на стороне постоянного тока.

Качество выходного напряжения можно улучшить при режиме работы

с непрерывным током нагрузки, временные диаграммы для этого случая показаны на рисунке.

Здесь включение тиристора Т2 в момент t3 происходит раньше спада тока до нуля в диоде D1, что возможно, так как к тиристору Т2 при проводящем диоде D1 приложено прямое напряжение Uвх. Уменьшение временного интервала t2t3 приводит к увеличению остаточного напряжения на конденсаторе в момент его перезаряда в обратную полярность, что, естественно, вызовет рост амплитуды напряжения на конденсаторе. Значит, и в режиме непрерывного тока нагрузки регулирование частоты выходного напряжения инвертора будет регулировать величину выходного напряжения без того искажения формы, которое присуще режиму прерывистого тока. Другая возможность регулирования выходного напряжения инвертора при выполнении его по однофазной мостовой схеме связана с однополярным широтно-импульсным регулированием.

В практических схемах таких инверторов нагрузка (обычно выпрямитель для получения постоянного напряжения другой полярности, чем Uвх) подключается через выходной трансформатор Тр, как показано на рисунке.

В первом случае (а) роль индуктивности колебательного контура будет практически выполнять суммарная индуктивность рассеивания обмоток трансформатора, если пренебречь влиянием индуктивности намагничивания трансформатора по сравнению с нагрузкой.

Во втором случае (б) приведенное сопротивление нагрузки оказывается включенным параллельно конденсатору.