Это – амплитудная модуляция.

Рис. 4.13.

Принципиальная схема простейшего фазового детектора.

Опишем эту ситуацию подробнее:

входное опорное

Это – амплитудная модуляция! (4.7)

Мы видим, что эта сумма напряжений имеет вид АМ сигнала, который для детектирования можно подать на вход детектора. Фаза опорного напряжения определяется соотношением между U₀ и U₁.

Рис. 4.14.

Принципиальная схема балансного фазового детектора.

Иногда применяют схему балансного фазового детектора, изображённую на рис. 4.14. Важно, чтобы оба плеча балансного детектора были идентичны друг другу. В этой схеме на вход каждого детектора подаются напряжения U_BX .

U_А0 = U_ОП – U_ВХ , U_B0 = U_ОП + U_ВХ ,

U_ОП = U₁ cos(ω₀ t + θ) , U_ВХ (t) = U₀ cos(ω₀ t + φ(t)).

Здесь θ – фаза опорного колебания. Пусть детекторы квадратичные, т.е. токи в детекторах пропорциональны квадрату напряжения. Тогда на выходе мы получим напряжение пропорциональное разности квадратов напряжений (U_B0 ² – U_A0 ²):

(4.8)

НЧ вторая гармоника несущей

Если то после фильтрации низкочастотного сигнала:

Частотное детектирование

Представим частотно-модулированный сигнал в виде

U(t) = U₀ sin{(1 +m sinΩt)ω₀ t} . (4.9)

Он может быть преобразован в АМ сигнал пропусканием через линейную цепь, коэффициент передачи которой имеет частотную зависимость. Например, для этого можно использовать резонансный контур, настраивая несущую частоту ω₀ на склон резонансной кривой контура (см. рис. 4.15). В тот момент, когда частота модулированного сигнала низкая, мы попадаем в точку А резонансной кривой (рис. 4.15), и амплитуда выходного сигнала минимальная. В точке, где частота большая (В, рис. 4.15), амплитуда выходного сигнала максимальная. Если этот сигнал продетектировать, то мы получим низкочастотный сигнал, пропорциональный sin Ωt (рис. 4.15).

Рис. 4.15. Детектирование частотно-модулированного сигнала.

Синхронное детектирование

Для детектирования не обязательно использовать пассивные нелинейные элементы. Вместо этого может быть использовано сопротивление, величина которого модулируется с частотой несущей. В качестве примера рассмотрим схему на рис. 4.16.

Рис. 4.16. Синхронное детектирование.

Пусть U_BX (t) = U_m (t) cos(ω t + φ(t)).

Проводимость g(t) = g₀ + g₁ cos(ωt+γ) . Потребуем, чтобы R и , то есть

проводимость достаточно мала, и большая часть входного напряжения падает на ней. Тогда ток определяется формулой:

(4.10)

несущая вторая гармоника НЧ составляющая

при

Мы видим, что ток содержит медленную составляющую, что и означает детектирование. Эта медленная составляющая отделяется от высокочастотных составляющих с помощью простейшего RC-фильтра.

Синхронный детектор может применяться для детектирования как ЧМ, так и АМ сигналов.

Супергетеродинный приёмник

Описанные выше примеры перемещения спектра сигнала по шкале частот в радиотехнике называют преобразованием частоты. Одним из примеров такого преобразования частоты будет принцип супергетеродинного приёма.

Простой радиоприёмник прямого усиления состоит из входной селективной цепи, усилителя сигнала высокой частоты, детектора, усилителя низкой частоты и индикатора.

Недостатком приёмника прямого усиления является сложность перестройки с одной частоты на другую. Выполнить фильтр со стабильными параметрами при его перестройке в широком диапазоне частот практически невозможно. Чем выше частота принимаемого сигнала, тем сложнее выполнить усилитель высокой частоты. Его широкополосность тоже приводит к определённым трудностям. Естественно, при развитии микроэлектроники цена этих затрат постепенно снижается, но одновременно осваиваются всё более высокочастотные диапазоны.

В качестве второго и, пожалуй, основного недостатка приёмника прямого усиления можно назвать необходимость построения перестраиваемого узкополосного фильтра, настраиваемого на рабочий сигнал. Требования к этому фильтру получаются противоречивыми. С одной стороны, этот фильтр должен ослаблять соседний канал приёма, а с другой стороны, не искажать спектр принимаемого сигнала. В результате, при необходимости перестройки частоты требуется изменять относительную полосу пропускания фильтра.

Даже в том случае, когда приёмник разрабатывается на одну фиксированную частоту, очень трудно обеспечить параметры узкополосного фильтра на высоких частотах. Например, на частоте 156 МГц (16-й канал морской радиостанции) практически невозможно обеспечить полосу пропускания фильтра, равную 20 кГц.

При этом требуется минимальная добротность:

Естественно, что добротность избирательной цепи, равную нескольким тысячам единиц, технически выполнить сложно.

Для того чтобы решить эту проблему, разбивают задачу на два этапа – перестройка по диапазону частот, и обеспечение избирательности по соседнему каналу.

В супергетеродинном приёмнике для перестройки по частотному диапазону используют перенос спектра на определённую (обычно достаточно низкую) промежуточную частоту. Перенос спектра принимаемых частот осуществляется при помощи схемы, аналогичной описанной выше, рис. 4.9, 4.10.

На нелинейном элементе (смесителе), например квадратичном, смешивают сигнал радиостанции с частотой ω₀ и синусоидальное напряжение генератора, называемого гетеродином. В спектре опять будут спектральные составляющие, происходящие от произведения синусов:

Для дальнейшего усиления обычно используют более низкую разностную частоту . Узкополосный фильтр на выходе умножителя легко подавляет суммарную компоненту. Оставшаяся частотная компонента выходного сигнала называется промежуточной частотой супергетеродинного приёмника (ПЧ). В этом случае на входе усилителя промежуточной частоты (УПЧ) супергетеродинного приёмника формируется сигнал промежуточной частоты.

Получается, что при помощи смесителя можно перемещать спектр входных сигналов по частоте, изменяя частоту местного генератора – гетеродина.

Процесс перемещения частоты входного сигнала на промежуточную частоту в супергетеродинном приёмнике иллюстрируется рис. 4.17.

К сожалению, сигнал промежуточной частоты супергетеродинного приёмника может быть образован при помощи взаимодействия сигнала гетеродина с сигналом радиостанции, работающей на частоте (ω_G + ω_ПЧ) = (ω₀ + 2ω_ПЧ) = ω_ЗЕРК, на так называемом зеркальном канале. При этом результаты невозможно отличить друг от друга.

Это приводит к тому, что супергетеродинным приёмником могут одновременно приниматься сразу два частотных канала, отстоящих друг от друга на величину 2ω_ПЧ . Описанная ситуация иллюстрируется рис. 4.17.

П

Рис. 4.17. Перенос спектра принимаемого сигнала на промежуточную частоту супергетеродинного приёмника.

На рис. 4.17 кривой со средней круговой частотой ω₀ показан спектр сигнала, передаваемого в радиоканале. Приёмники, выполненные по схеме с переносом полосы радиочастот на промежуточную частоту, получили название супергетеродинов или супергетеродинных приёмников. Спектр частот зеркальной радиостанции ω_ЗЕРК находится выше средней частоты рабочего канала на величину 2ω_ПЧ . Для того, чтобы сигнал зеркального канала не мог попасть на вход смесителя перед ним обычно включают полосовой фильтр (П, рис. 4.17), пропускающий сигналы рабочего диапазона частот, но сильно ослабляющего сигналы зеркальных каналов.

В этой схеме гетеродин осуществляет перестройку в диапазоне частот, поэтому его часто выполняют в виде синтезатора частоты, который может настраиваться на ряд фиксированных частот и обладает стабильностью частоты, соответствующей кварцевому генератору или, в особенно ответственных случаях, атомному эталону частоты.

Для уменьшения требований к фильтру основной избирательности тракт промежуточной частоты супергетеродинного приёмника выбирается достаточно низкочастотным. Это позволяет обеспечить значительную относительную расстройку частоты соседнего канала по отношению к полосе принимаемого супергетеродинным приёмником сигнала.

То, что промежуточная частота супергетеродинного приёмника является фиксированной, позволяет применить в качестве фильтра промежуточной частоты стандартные кварцевые, электромеханические или пьезоэлектрические фильтры. Это обеспечивает высокие электрические характеристики фильтра основной избирательности супергетеродинного приёмника и высокую стабильность характеристик во времени и в диапазоне температур.

Однополупериодный детектор

Использование квадратичной ВАХ диода вида I = S₁U + S₂U² соответствует случаю, когда входной сигнал мал, и нет возможности предварительно усилить его до детектирования. В противоположном случае большого входного сигнала ВАХ диода можно аппроксимировать кусочно-линейной функцией, как показано на рис. 4.18: в прямом направлении ток пропорционален напряжению I = U_ВХ/R_НАГР , а в обратном направлении ток через диод отсутствует.

Рис. 4.18.

Однополупериодное детектирование.

Рис. 4.19.

Результат однополупериодного детектирования гармонического сигнала. Конденсатор заряжается почти до пикового значения и медленно разряжается через сопротивление нагрузки. Пульсации напряжения на выходе будут ещё меньше, если увеличить ёмкость.

A

Рис. 4.20. Результат однополупериодного выпрямления амплитудно-модулированного сигнала. Примеры детектирования приведены ниже.

Рассмотрим схему на рис. 4.18. Пусть входное напряжение не модулировано и равно U(t) = U₀ sinω₀t. Выберем время релаксации RC цепочки достаточно большим: R_HАГР C >> 1/ω₀, т.е. за период T = 2π/ω₀ конденсатор не успевает разрядиться. Тогда большую часть периода диод будет заперт, т.к. напряжение U_ВЫХ в это время будет больше U_BX, и ток через диод будет отсутствовать. В это время конденсатор будет медленно разряжаться через сопротивление R_НАГР. Диод будет открываться на малую часть периода, когда входное напряжение больше напряжения на конденсаторе. Чем больше ёмкость, тем меньше будут пульсации напряжения (см. рис. 4.22).

Теперь рассмотрим случай, когда входное напряжение амплитудно-модулировано:

U(t) = U₀(1 +m sin Ωt) sin ω₀ t, причём Ω << ω₀.

Если постоянная времени R_HАГР C >> 1/ω₀ = T₁/2π, (4.11)
то будет происходить выпрямление несущей частоты ω₀ . Однако если переборщить, то экспонента разряда конденсатора будет спадать излишне медленно и будет искажать форму модулирующего напряжения с частотой Ω (кривая А на рис. 4.20).

Для того, чтобы форма модулирующего напряжения воспроизводилась верно, необходимо в дополнение к (4.11) потребовать, чтобы R_HАГРC << 1/Ω = T₂/2π. (4.12)

Здесь T₁ и T₂ – периоды сигналов на несущей (высокой) и модулирующей (низкой) частотах.

При выполнении этих условий будет реализовано амплитудное детектирование, т.е. в выходном сигнале будет присутствовать медленная составляющая и U_ВЫХ(t) ~ U₀ m sinΩt. Действительно, первое неравенство (4.11) означает, что за период 2π/ω₀ конденсатор не успевает разрядиться. А при выполнении второго неравенства (4.12) напряжение на конденсаторе успевает изменяться с частотой модуляции Ω. Очевидно, что конденсатор С вместе с сопротивлением нагрузки R_HАГР образуют фильтр низких частот.

Примеры детектирования

Для того чтобы посмотреть на процессы, происходящие при детектировании сигналов, можно воспользоваться программой моделирования схем TINA. Это программа позволяет начертить на экране компьютера нужную электронную схему из дискретных элементов и исследовать виртуальную работу этой схемы при помощи виртуальных приборов.

Рис. 4.21.

Однополупериодный выпрямитель.

Схема детектирования амплитудно-модулированного сигнала на экране программы TINA.

Если включить только один генератор VG1 и задать генерирование синусоидального напряжения с частотой 50 Гц, а затем подключить виртуальный осциллограф, то на рис. 4.22 можно увидеть процесс однополупериодного детектирования более подробно, чем на рис. 4.19. Однополупериодная схема, согласно названию, пропускает только один полупериод из двух.

А

Рис. 4.22.

Виртуальные осциллограммы работы однополупериодного детектора.

На рис. 4.13А ёмкость конденсатора

C₁ = 1 мкФ,

на Б и В – 10 и 100 мкФ соответственно.

В окне "X Source" видно, что осциллограф включён вместо
вольтметра VM1.

Если ёмкость 1 мкФ, то постоянная времени R₁ C₁ = 1 мсек. Это много меньше периода синусоиды T = 20 мсек. Форма выпрямленного напряжения почти повторяет положительные полупериоды входного сигнала. Если постоянная времени увеличивается до 10 и до 100 мсек, то наблюдается сглаживание.

Для изучения наглядной картины детектирования сигнала с двумя боковыми, без несущей, который называется DSB (см. рис. 3.3), включим два генератора с близкими частотами 1000 Гц и 1050 Гц. В спектре этого сигнала только две частоты.

Частоты, амплитуды и форму сигнала в программе TINA можно выбирать, кликнув мышкой по изображению детали. Детектор нагружен на сопротивление R₁ =1 кОм и ёмкость С₁ . Если вместо вольтметров на схеме включить виртуальный многолучевой осциллограф, то можно наблюдать за эволюцией формы продетектированного сигнала при разных значениях постоянной времени R₁ C₁ .

А

Рис. 4.23.

Детектирование DSB сигнала.

Постоянная времени τ определяется ёмкостью конденсатора С₁ .

А – τ = 1 кОм ∙ 3мкФ = 3 мсек,

Б – τ = 1 кОм ∙ 10 мкФ = 10 мсек,

В – τ = 1 кОм ∙ 50 мкФ = 50 мсек.

Б В

Периоды гармоник DSB сигнала около 1 мсек, период огибающей – 20 мсек. При постоянной времени R₁ C₁ = 3 мсек достигается оптимальное детектирование. При бόльших постоянных времени уже искажается задний фронт полупериодов огибающей.

Для выпрямления переменного тока часто применяется схема, которая называется "мостик Гретца" (рис. 4.24).

Рис. 4.24А.

Схема мостика Гретца.

В этой схеме при положительном полупериоде входного напряжения открываются диоды V2 и V4, а при отрицательном полупериоде – V1 и V3.

Рис. 4.24Б.

Схему чаще всего изготавливают в виде одной детали, у которой четыре вывода. Поэтому на схемах мостик обычно рисуют так, как на этом рисунке.

В результате получаются такие виртуальные осциллограммы:

А Б

С = 0.1 мкФ С = 1 мкФ

Рис. 4.25.

Частота генератора f = 2кГц, период T = 0.5 мсек. R = 1 кОм.

В Амплитуда U₀ = 20 В.

Постоянная времени RC:

А – 0.2 T, Б – 2 T, В – 20 T.

С = 10 мкФ

А Б

U_MAX = 20 В U_MAX = 5 В

Рис. 4.26 А, Б.

Результаты работы двухполупериодного выпрямителя, изображённого на рис. 4.16 при разной амплитуде входного напряжения. Ёмкость С = 0.

На рис. 4.26 Г изображены спектры входного и выпрямленного напряжений рис. 4.26 В.

В спектре выпрямленного напряжения есть только вторая гармоника входного!

Заметно, что некоторая часть входного напряжения теряется на диодах, которые, как мы уже знаем, открываются при напряжении около 0.5 - 0.7 В.

Рис. 4.26 В, Г .

В Г

Входное

напряжение

Выпрямленное

напряжение

U_MAX = 2 В

При помощи диодов можно удвоить и даже многократно умножить выпрямленное напряжение. Схемы простейшего удвоителя приведены на рис. 4.27 А.

А Б В

Рис. 4.27. Схема удвоителя напряжения.

При отрицательном полупериоде входного напряжения на рис. 4.27 Б диод V2 закрыт, а ток через диод V1 заряжает конденсатор C₁ до напряжения U.

При положительном полупериоде входного напряжения на рис. 4.27 В диод V1 закрыт, а источник входного напряжения и конденсатор С₁ включены последовательно. В результате конденсатор С₂ заряжается до напряжения 2U. Если таких звеньев включить много, то получится умножитель напряжения, например такой, как на рис. 4.28.

Рис. 4.28.

Умножитель напряжения.

Джон Кокрофт и Эрнст Уолтон (Cockcroft, Walton) использовали подобный каскадный умножитель напряжения в исследованиях, за которые получили Нобелевскую премию по физике 1951 года с формулировкой: за "Трансмутацию атомных ядер с помощью искусственно ускоренных атомных частиц".

Менее известно, что принципиальная схема умножителя данного типа была разработана в 1919 году, швейцарским физиком Генрихом Грейнахером. По этой причине каскадный умножитель данного типа иногда называют умножителем Грейнахера.

Стабилизаторы напряжения

Существует большое разнообразие диодов с различными свойствами. Мы уже упоминали туннельные диоды, которые имеют на вольт-амперной характеристике участок с отрицательным сопротивлением, и варикапы, которые в закрытом состоянии меняют свою ёмкость под действием приложенного напряжения.

Мы рассмотрим ещё один тип диода, который применяется почти в каждом радиоэлектронном устройстве. Это стабилитрон.

Рис. 4.29.

Вольт-амперная характеристика стабилитрона КС139.

Проведены касательные в разных точках участка стабилизации и приведены дифференциальные сопротивления стабилитрона в этих точках.

.

Для примера на рис. 4.29 приведена вольт-амперная характеристика стабилитрона КС139. В прямом направлении ток начинается при напряжении около 0.7 В, как и у всех кремниевых диодов. Но в обратном направлении при напряжении около 4 В начинается пробой диода и ток сильно меняется с напряжением. Это свойство и используют в стабилизаторах напряжения.

Рис. 4.30.

Схема простейшего параметрического стабилизатора напряжения.

Дифференциальное сопротивление на падающем участке характеристики стабилитрона может быть меньше других сопротивлений в схеме на рис. 4.30. У нашего экземпляра стабилитрона КС139 это сопротивление при токе стабилизации около 30 мА равно 6.7 Ом, а напряжение стабилизации +4.5 В (см. рис. 4.29). При токе i = 90 мА r_CT = 2 Ома.

Коэффициент стабилизации определяют как отношение относительных изменений напряжений на входе и на выходе стабилизатора.

(4.13)

Если добавить правила Кирхгофа

то можно для коэффициента стабилизации получить такую формулу:

если выбрать r_CТ достаточно маленьким

и то (4.14)

Для примера выберем сопротивление нагрузки R_Н = 1кОм, средний ток стабилитрона i_CT = 30 мА, U_ВХ = 10 В, U_ВЫХ = 4.5 В. Тогда i_H = 4.5 мА, i_BX = i_CT + i_H = 34.5 мА, а балластное сопротивление придётся взять равным

При i_CT = 30 мА r_CT = 6.7 Ом (см. рис. 4.29). Тогда

Нагрузкой стабилизатора часто является устройство, у которого меняется потребляемый ток. Если потребляемый ток снизился до нуля, то есть R_H → ∞, то ток через стабилитрон увеличится до 34.5 мА, а напряжение на стабилитроне снизится всего на 0.03 В. Если определить минимальный ток через стабилитрон в этой схеме 20 мА, то максимальный ток нагрузки будет i_BX – i_CT = i_H = 34.5 – 20 = 14 мА и минимальное допустимое сопротивление нагрузки будет

Транзисторы

Биполярный транзистор

Биполярный транзистор – трёхэлектродный полупроводниковый прибор, один из типов транзистора. Электроды подключены к трём последовательно расположенным слоям полупроводника с чередующимся типом примесной проводимости. По этому способу чередования различают n-p-n и p-n-p транзисторы (n – negative) – электронный тип примесной проводимости, (p – positive) – дырочный. В биполярном транзисторе ("bi" – "два"), в отличие от других разновидностей, основными носителями являются и электроны, и дырки. Схематическое устройство транзистора показано на рис. 5.1.

Рис. 5.1.

Схематическое устройство биполярного n-p-n транзистора и его обозначение на схемах. Стрелочка показывает направление тока.

Электрод, подключённый к центральному слою, называют базой, электроды, подключённые к внешним слоям, называют коллектором и эмиттером. Главное отличие коллектора – бо́льшая площадь p – n перехода. Кроме того, для работы транзистора необходимо, чтобы толщина базы была меньше диффузионной длины. Диффузионная длина – это среднее расстояние, на которое носители заряда перемещаются за время жизни.

Основной особенностью устройства биполярных транзисторов является различие концентрации основных носителей зарядов в эмиттере, базе и коллекторе. В эмиттере концентрация носителей заряда максимальная. В коллекторе – несколько меньше, чем в эмиттере. В базе – во много раз меньше, чем в эмиттере и коллекторе.

В 1947 году Уильям Шокли, Джон Бардин и Уолтер Браттейн в лабораториях Bell Labs впервые создали действующий биполярный транзистор, продемонстрированный 16 декабря. 23 декабря состоялось официальное представление изобретения, и именно эта дата считается днём изобретения транзистора. По технологии изготовления он относился к классу точечных транзисторов. В 1956 году изобретатели были награждены Нобелевской премией по физике "за исследования полупроводников и открытие транзисторного эффекта". Интересно, что Джон Бардин вскоре был удостоен Нобелевской премии во второй раз за создание теории сверхпроводимости.

From November 17, 1947 to December 23, 1947, John Bardeen and Walter Brattain at AT&T's Bell Labs in the United States, performed experiments and observed that when two gold point contacts were applied to a crystal of germanium, a signal was produced with the output power greater than the input. Solid State Physics Group leader William Shockley saw the potential in this, and over the next few months worked to greatly expand the knowledge of semiconductors.

Различают диффузионные (бездрейфовые) и дрейфовые транзисторы. В диффузионных транзисторах концентрация атомов примесей в базе примерно одинакова во всех её частях, поэтому ионы примесей не создают в базе дополнительное электрическое поле, которое влияло бы на движение носителей заряда через базу. При этом движение этих носителей происходит главным образом в форме диффузии.

В дрейфовых транзисторах концентрация примесей различна в различных точках базы. Это приводит к появлению дополнительного электрического поля, и носители заряда дрейфуют под действием этого поля. Дрейф ускоряет прохождение носителей через базу, поэтому дрейфовые транзисторы отличаются бо́льшим быстродействием.

По электропроводности рабочих областей различают транзисторы р-n-р и n-р-n-типов. Различие в свойствах этих транзисторов предопределяется тем, что рабочими носителями в
n-р-n -структурах являются электроны, которые имеют более высокую подвижность по сравнению с дырками. Поэтому транзисторы n-р-n-типов всегда имеют лучшие усилительные и частотные свойства.

Переход эмиттер-база это аналог диода. В n-p-n транзисторе электроны, основные носители тока в эмиттере, проходят через открытый переход эмиттер-база (инжектируются) в область базы. Часть этих электронов рекомбинирует с основными носителями заряда в базе (дырками), часть диффундирует обратно в эмиттер. Однако из-за того, что базу делают очень тонкой и сравнительно слабо легированной, большая часть электронов, инжектированных из эмиттера, диффундирует к коллектору. Сильное электрическое поле обратно смещённого коллекторного перехода захватывает электроны (напомним, что они – неосновные носители в базе, поэтому для них переход открыт) и проносит их в коллектор. Это называется экстракция заряда. Судьба электронов эмиттера, попавших в результате случайных блужданий в базу, показана на рис. 5.2. Электрон №1 возвращается в эмиттер, №2 натыкается на дырку и рекомбинирует. (Рекомбинация – исчезновение пары свободных носителей противоположного заряда в среде с выделением энергии.)

Концентрация дырок в базе маленькая, и большинство электронов, подобно №№3, 4 и 5, в конце концов, захватываются сильным электрическим полем перехода база – коллектор и попадают в коллектор.

Обратите внимание на то, что электроны в своих блужданиях проводят в базе некоторое время. Чем тоньше база, тем меньшее время проводят в ней электроны. Это время ограничивает быстродействие транзистора.

А Б В

Рис. 5.2.

Схема экстракции заряда в биполярном диффузионном n-р-n транзисторе.
Переход база-эмиттер обычно открыт. Переход база-коллектор – закрыт.

Ток коллектора, таким образом, практически равен току эмиттера, за исключением небольшой потери на рекомбинацию в базе, которая и образует ток базы (I_Э = I_Б + I_K). Чем больше открыт переход база-эмиттер, тем больше ток эмиттера. Коэффициент α, связывающий ток эмиттера и ток коллектора (I_K = α I_Э), называется коэффициентом передачи тока эмиттера. Численное значение коэффициента α 0.9 – 0.999.

Рис. 5.3.
Конструктивное оформление нескольких транзисторов.

Чем больше этот коэффициент, тем эффективней транзистор передаёт ток. Этот коэффициент мало зависит от напряжения коллектор-база и база-эмиттер. Поэтому в широком диапазоне рабочих напряжений ток коллектора пропорционален току базы, коэффициент пропорциональности равен β = α / (1 − α) = (10...1000). β = I_K / I_Б и называется статическим коэффициентом усиления по току. Таким образом, изменяя малый ток базы, можно приоткрывать переход база-эмиттер и увеличивать ток эмиттера, который значительно больше тока базы и почти равен току коллектора. Небольшое число рекомбинировавших в базе электронов выбывает, а количество выбывших дырок пополняется базовым током.

Рис. 5.4.

Входная характеристика кремниевого транзистора КТ312Б.

Она очень похожа на вольт-амперную характеристику кремниевого диода.

Входная характеристика – зависимость тока базы от напряжения на базовом переходе в прямом направлении очень похожа на характеристику диода (рис. 4.7, 4.8). Зависимость существенно нелинейная, а дифференциальное сопротивление перехода база-эмиттер сильно зависит от тока. Транзистор, закрытый при нулевом напряжении на базе, открывается, начиная с некоторого порогового напряжения, и диапазон рабочих напряжений на базе транзистора мал по сравнению со всеми другими напряжениями в схеме. Потому и говорят, что биполярный транзистор управляется током.

Рис. 5.5.

Выходные характеристики кремниевого транзистора КТ312Б.

Выходные характеристики транзистора (рис. 5.5) измерены при четырёх фиксированных токах базы – 53, 84, 116 и 150 мкА. Это зависимости тока коллектора транзистора от напряжения между коллектором и эмиттером при постоянном токе базы для каждой характеристики. Рабочие части характеристик это почти параллельные линии. Видно, что при изменении тока базы на сто микроампер, коллекторный ток изменяется на пять миллиампер, то есть в пятьдесят раз больше. У некоторых транзисторов это увеличение может быть и в тысячи раз. Это и есть важнейшее свойство биполярного транзистора. Маленький ток базы может управлять большим током коллектора.

Рис. 5.6.

Схема измерений выходных характеристик биполярного транзистора (см., например, рис. 5.5).

Выходные характеристики транзистора (рис. 5.5) были измерены на схеме, которая является основой усилительного каскада (рис. 5.6). Такой каскад называется каскадом с общим эмиттером. Эмиттер подключён к общему проводу – отсюда и происходит название.

На схему подают (относительно "земли") два постоянных напряжения питания – +U и +Е. Пусть Е = 10 В.

Ток базы этого транзистора определяет величина напряжения источника +U. Тогда регулировкой этого напряжения +U устанавливают такой ток базы, при котором напряжение на коллекторе U_КЭ равно, например, половине напряжения Е, то есть +5 В. Затем измеряют напряжение на резисторе R₁ (U_R1 = U – U_БЭ) и делят это напряжение на величину его сопротивления. Это будет ток базы. После этого, не меняя ток базы, многократно изменяют E и измеряют величины Е и U_КЭ . Ток коллектора вычисляют, поделив разницу этих напряжений на R_K . Затем устанавливают другой ток базы и измеряют ещё одну характеристику. На рис. 5.5 их четыре, а можно сделать и больше.

Если иметь такое семейство выходных характеристик транзистора можно по известным току базы I_Б, напряжению питания Е и коллекторному сопротивлению R_K определить напряжение на коллекторе U_КЭ и коллекторный ток I_К .

Для начала рассмотрим вспомогательную задачу расчёта цепи, изображённой на рис. 5.7, с нелинейным сопротивлением R_НЕЛ. Пусть нелинейная характеристика I_НЕЛ (U) известна и мы можем построить её на графике. Как найти напряжение между точками b-c U_bc и ток в цепи?

Найдём сначала зависимость тока через сопротивление R от напряжения на нём. Если нелинейное сопротивление R_НЕЛ мысленно закоротить, то напряжение на нём будет равно нулю, а ток через сопротивление R будет I₀ = E_ac /R. Это точка 1 на графике рис. 5.7. Если же сопротивление R_НЕЛ мысленно сделать бесконечно большим, то ток станет равен нулю, а напряжение между точками b-c станет E_ac . Это точка 2на графике рис. 5.7. Проведём на графике по двум точкам прямую линию – закон Ома для сопротивления R.

Рис. 5.7.

Графическое определение напряжения и тока в нелинейной цепи.

В итоге мы получим точку пересечения графиков, координаты которой соответствуют искомым напряжению на нелинейном сопротивлении и текущему в цепи току. Кстати, в радиотехнике обычно все напряжения измеряют относительно "земли", то есть относительно общего провода.

Транзистор – нелинейное сопротивление, управляемое током базы. Поэтому для цепи простейшего усилителя, изображённого на рис. 5.6, можно применить такой же приём.

Вольт-амперная характеристика линейного сопротивления нагрузки R_Н будет пересекать несколько кривых этого семейства. Выберем напряжение питания 10 В и сопротивление нагрузки R_Н = 1 кОм. Проведём нагрузочную прямую между точками 10 мА (1) и 10 В (2).