Уточнение принципиальной схемы каскада. Сначала рассчитаем цепь базового смещения

Сначала рассчитаем цепь базового смещения. Поскольку напряжение смещения остается положительным, изменяясь при модуляции, цепь авто­смещения неприменима. Поэтому будем использовать базовый делитель. От* личие рассчитываемого делителя от цепи, использованной в подразделе 3.9, -то, что в верхнем плече делителя модулируемого каскада будет дополнитель­но к току делителя протекать постоянная составляющая тока базы. Это связа­но с тем, что при модуляции угол отсечки базового тока может достигать 120 градусов, а при углах, больших 90°, эмиттерный переход открывается, и ток из источника питания цепи смещения протекает непосредственно из базо­вого делителя в базу транзистора, а затем - в эмиттер и на общий провод. Ис­ходя из этого, произведём расчёт.

Примем ток делителя равным пяти постоянным составляющим тока базы в режиме молчания: Iдел= 0,80 А.

Сопротивление нижнего плеча делителя: R2 =11,07 Ом.

Сопротивление верхнего плеча делителя при напряжении питания цепи смещения, взятом из стандартного ряда значений и равном 3 В:

Ом

Мощность, на которую должны быть рассчитаны резисторы базового делителя:

Вт,

Вт.

Выберем» исходя из расчётных мощностей, для резистора R1 марку МЛТ-О,5 а для резистора R2 - МЛТ-2,

Чтобы базовый делитель не шунтировал вход усилительного элемента по высокой частоте, необходимо отделить его от базы транзистора высоко­частотным дросселем. Рассчитаем минимально допустимое значение индук­тивности этого дросселя:

Гн

Дроссель Lдр должен не только плохо пропускать высокую частоту, но и хорошо пропускать низкую частоту модулирующего сигнала. Исходя из этого, определим максимальную величину индуктивности, обеспечивающую пропускание верхних частот спектра модулирующего сигнала:

Гн

Между двумя полученными значениями примем величину индуктивно­сти дросселя равной 1 мкГн, как и индуктивности дросселей оконечного када. Одинаковые значения индуктивностей упростят изготовление передат­чика.

Как видно из результатов расчётов по формулам (4.17) и (4.18), xотя мощность, требуемая от модулятора, мала, входное сопротивление каскада низкочастотному модулирующему сигналу также мало. Поэтому подавать модулирующий сигнал непосредственно через разделительный конденсатор на базовый делитель в точку соединения резисторов нецелесообразно. Необходимо трансформировать низкое входное сопротивление каскада в высокое для модулятора при неизменной мощности возбуждения по низкочастотному входу. Такую функцию выполнит низкочастотный трансформатор. Вторичная обмотка данного трансформатора для получения эффекта сложения мгновенных напряжений (постоянного смещения и модулирующего сигнала) должна быть включена последовательно между источником смещения (базовым делителем) и нагрузкой (входом транзистора).

Перейдём к расчёту цепи коллекторного питания. Он полностью идентичен произведённому для оконечного каскада в подразделе 3,9. После расчета по формулам (3.26) и (3.27) получились следующие предельные значения но­миналов элементов: кГн, 0,48 пФ. Примем также величину индуктивности дросселя цепи коллекторного питания равной 1 мкГн.

Для точной подстройки резонансной частоты выходного контура * ааош транзистора в критический режим вместо конденсаторов СО и С1 будем использовать подстроечные конденсаторы переменной ёмкости. Их номиналы следует выбрать вблизи рассчитанных, но несколько больше с учётом того, в реальном устройстве может потребоваться изменение емкости, как в меньшую, так и в большую сторону.

Выберем номиналы элементов из стандартного ряда значений Е24. Ис­ходя из этого в заключение данного подраздела и всего раздела в целом, приведем окончательную принципиальную схему модулируемого каскада (Рисунок 4.3).

Рисунок 4.3. Окончательная принципиальная схема модулируемого каскада

5. РАСЧЁТ УМНОЖИТЕЛЯ ЧАСТОТЫ

5.1 Теоретические сведения и предварительные расчёты

Особенностью транзисторных умножителей частоты, по сравнению с усилителями мощности, является более низкий к.п.д. Это обусловлено, во-первых, меньшей амплитудой высших гармоник в импульсе коллекторного тока и, во-вторых, высокой добротностью колебательного контура (нагрузочной системы). Высокая добротность контура требуется, чтобы сигнал претерпевал меньшее затухание во время свободных колебаний между импульсами тока умножаемой частоты. Транзисторы рекомендуется выбирать с большим значением граничной частоты и работать при пониженном напряжении коллекторного питания. Если предельная частота коэффициента усиления тока в схеме с ОЭ для выбранного транзистора гораздо больше рабочей частоты, то транзистор можно считать безынерционным элементом. Рассчитаем требуемую выходную мощность умножителя по формуле, аналогичной (4.1)

В выражении (5.1) значение к.п.д. контура возьмём из результата расчёта колебательной системы в подразделе 5.4.

Определим требуемый коэффициент умножения частоты. Поскольку в кварцевых автогенераторах не рекомендуется использовать частоты выше 10 МГц, то коэффициент умножения определяется формулой:

где f_аг.доп - допустимая частота колебаний задающего автогенератора.

Принимая n = 5, определим точное значение частоты колебаний автогенератора:

Получили частоту колебаний задающего автогенератора, несколько большую рекомендуемой, однако это вполне допустимо.

В одном каскаде умножителя частоты не рекомендуется использовать коэффициенты умножения, больше трёх. Это связано с большим затуханием свободных колебаний в контуре во время отсутствия импульсов умножаемой частоты. Однако расчёт, проведённый в данном подразделе показал, что, если в проектируемом радиопередатчике для упрощения принципиальной схемы воспользоваться одним умножителем с большим коэффициентом умножения частоты, то затухание амплитуды напряжения свободных колебаний в контуре за пять периодов умноженной частоты не превысит 5%. Такая величина затухания вполне допустима, т.к. при малых коэффициентах умножения затухание оказывается больше (порядка 15% за 2 периода умноженной частоты).

Рассчитаем угол отсечки импульсов тока [1]:

Для полученного угла отсечки определяем коэффициенты Берга: α₀(24°) = 0,09, α₁(24°) = 0,17, α₅(24°) = 0,11.

Выбор транзистора

Выбор транзистора будем проводить аналогично тому, как это сделано в подразделе 3.2, т.е. исходя из мощности 150 мВт. По всем параметрам нам для данного каскада подходит высокочастотный транзистор средней мощности структуры n-p-n КТ610А. Приведём, требуемые для дальнейших расчётов, усредненные характеристики выбранного транзистора [5].

- максимальный постоянный ток коллектора....................................I_к.max = 300 мА;

- максимальный ток коллектора в импульсе...................................I_к.и.max = 500 мА;

- максимальное напряжение коллекторного перехода........................U_кэ.доп = 26 В;

- максимальная средняя мощность на коллекторе..................................Р_к = 1,5 Вт;

- предельная частота коэффициента передачи тока в схеме с ОЭ……..f_T = 1 ГГц;

- емкость коллекторного перехода при напряжении

на немU_Cк0=10В…………………………….……………...…………....С_к0 = З пФ;

- статический коэффициент передачи тока в

схеме с ОЭ.............................................................................................β₀(50 - 300);

- высокочастотное сопротивление насыщения......................................r_нас = 10 Ом;

- сопротивление базы..................................................................................r_б = 50 Ом.

Примем раз.

5.3 Энергетический расчёт каскада умножителя

В [1] для энергетического расчёта каскада рекомендуется использовать приведенную ниже методику.

Вычислим вспомогательный параметр E_к.miт:

В

Примем напряжение источника питания 12В.

Определим величину проходной ёмкости при конкретном значении напряжения между коллектором и базой:

Ф.

Вычислим коэффициент использования коллекторного напряжения:

Амплитуда переменного напряжения на коллекторе:

В.

Амплитуда пятой гармоники коллекторного тока:

мА

Максимальное значение коллекторного тока:

А

Постоянная составляющая коллекторного тока:

мА.

Потребляемая мощность:

Вт.

Мощность, рассеиваемая на коллекторе:

Вт.

КПД:

Коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ на частоте входных колебаний умножителя (частоте генерации автогенератора):

Крутизна усиления идеального транзистора без учёта внутренних сопротивлений r'_б и r'_э (рисунок 3.1):

А/В.

где t_n - температура перехода в градусах Цельсия. Поскольку мощность, рассеиваемая транзистором, во много раз меньше допустимой, можно счи­тать, что переход разогревается незначительно и его температура больше комнатной, т.е 30°С.

Тогда фактическая крутизна проходной ВАХ транзистора определится как:

А/В

где r^’ _э - сопротивление цепи эмиттера (рисунок 3.1). Если этот параметр не приведён в справочнике, его рекомендуется принимать равным нулю.

Амплитуда переменного напряжения на базе:

В.

Амплитуда первой гармоники базового тока:

мА

Постоянная составляющая базового тока:

мА

Мощность возбуждения:

Вт.

Коэффициент усиления по мощности:

Входное сопротивление:

кОм.

Напряжение смещения на базе:

В. (5.2)

5.4 Электрический расчёт нагрузочной системы умножителя

Электрический расчёт нагрузочной системы каскада умножителя частоты идентичен, произведённому в подразделе 3.6, расчёту нагрузочной системы оконечного каскада. Вычисления были сделаны в математическом пакете MathCad 7.0. В результате получились следующие электрические параметры.

- величина характеристического сопротивления....................................ρ = 500 Ом;

- эквивалентная индуктивность контура.........................................L = 1,45·10^-6 Гн;

- величина катушки индуктивности....................................................L0 = 1,6 мкГн;

- Дикость конденсатора СО.................................................................С0 = 58,36 пФ;

- ёмкость конденсатора С1..................................................................С1 = 17,29 пФ;

- ёмкость конденсатора С2....................................................................С2 = 4,05 нФ;

добротность нагруженного контура.........................................................Q_Н = 367,6;

К.П.Д. нагруженного контура...................................................................η_к = 26,5%.